Push-pull cascade (set. push-pull circuit , push -pull cascade din engleză push-pull - pull ) - cascadă de amplificator electronic , constând din două dispozitive active contra-controlate [1] - lămpi , tranzistoare , tranzistoare compuse sau mai complexe unități de circuite. Amplificarea puterii semnalului de intrare este distribuită între cele două brațe ale cascadei în așa fel încât atunci când semnalul de intrare crește, curentul crește doar într-unul dintre brațe; când semnalul de intrare scade, curentul din brațul opus crește [1] . Cascadele în care amplificarea puterii semnalelor în creștere și în scădere este atribuită unui singur dispozitiv activ sunt numite un singur ciclu .
Circuitul push-pull domină circuitele logicii CMOS și N-MOS , treptele de ieșire ale amplificatoarelor operaționale, amplificatoarele de putere cu tranzistori de frecvență audio . Vă permite să construiți comutatoare electronice economice și amplificatoare de putere liniare care funcționează în moduri AB sau B cu o eficiență relativ ridicată și o distorsiune neliniară relativ scăzută . La amplificarea curentului alternativ, două dispozitive active ale unui astfel de amplificator („sus și jos” sau „stânga și dreapta”) transmit curent la sarcină alternativ. Armonicile pare de distorsiune, caracteristice tuturor dispozitivelor de amplificare, sunt suprimate, iar cele impare, dimpotrivă, sunt exacerbate . În plus, la transferul controlului sarcinii de la un dispozitiv activ la altul, etapa push-pull generează distorsiuni de comutare ale semnalului de ieșire.
Cea mai simplă cascadă liniară push-pull - un adept de emițător complementar în modul B - este formată prin conexiunea opusă a doi adepți de emițător pe tranzistoare npn (brațul superior) și structurile pnp (brațul inferior) [2] . La tensiunea de control zero, ambele tranzistoare sunt închise, curentul de sarcină este zero [3] . Când pragul de pornire a tranzistorului este depășit, aproximativ +0,5 V, tranzistorul superior (npn) se deschide fără probleme, conectând șina de putere pozitivă la sarcină. Cu o creștere suplimentară a tensiunii de control, tensiunea de ieșire repetă tensiunea de intrare cu o deplasare de 0,5 ... 0,8 V, tranzistorul inferior rămâne închis. În mod similar, la tensiuni de control negative, tranzistorul inferior (pnp) se deschide, conectând sarcina la șina negativă de putere, în timp ce cel superior rămâne închis [3] . În zona tensiunilor de control scăzute, când ambele tranzistoare sunt închise, se observă distorsiuni de comutare caracteristice ale formei de undă a semnalului în formă de trepte [4] .
Cea mai simplă cascadă push-pull funcționează în mod similar, dar diferit - invertorul logic CMOS . FET-urile invertorului funcționează în modul sursă comună, astfel încât ambele amplifică și inversează tensiunea de intrare [5] . Tranzistorul superior de tip p din circuit se deschide cu un nivel logic scăzut și transmite un nivel logic ridicat la ieșire, tranzistorul inferior se deschide cu un nivel logic ridicat și transmite un nivel scăzut la ieșire, comutând sarcina la puterea inferioară. șină [6] [7] . Pragurile de comutare a tranzistoarelor sunt selectate astfel încât ambele tranzistoare să fie garantate a fi deschise la mijlocul intervalului dintre nivelurile de intrare ridicate și scăzute - acest lucru accelerează comutarea cu prețul pierderilor de putere nesemnificative în timpul unui flux de curent pe termen scurt [ 6] . În stările stabile de zero logic și unu logic, doar unul dintre cele două tranzistoare este deschis, iar celălalt este închis [7] . Sarcina tipică a unui element logic este porțile altor elemente logice, astfel încât tranzistorii săi transferă curent la sarcină doar la comutare. Pe măsură ce capacitățile de sarcină sunt reîncărcate, curentul de ieșire scade la zero, dar unul dintre cei doi tranzistori rămâne deschis [6] .
Cascadele push-pull pot fi realizate conform altor scheme, amplifică tensiunea sau curentul continuu sau alternativ, lucrează la sarcină activă sau reactivă , pot fi inversoare sau neinversoare. Comun tuturor configurațiilor este principiul antifază : cu creșterea tensiunii de comandă, curentul crește doar într-unul din cele două brațe ale circuitului; când tensiunea de comandă scade, curentul crește în celălalt braț opus [1] . Comportamentul circuitului într-un mod static, în cazul general, nu este definit - doar reacția acestuia la o modificare a semnalului de intrare este importantă [1] . În anumite ramuri ale electronicii și în literatura istorică, învechită, pot fi găsite și definiții private mai restrânse:
În circuitul lămpii, conceptul de etapă de ieșire corespunde literalmente conceptului de „etapă de amplificare” („o etapă de amplificare, un dispozitiv de inginerie radio care conține un element de amplificare, un circuit de sarcină, circuite de comunicare cu etapele anterioare sau ulterioare” [ 13] ). În această interpretare, un singur dispozitiv activ operează în fiecare braț al etajului de ieșire push-pull. Poate fi o singură lampă sau un grup de lămpi conectate în paralel [11] , dar, de regulă, nu se vorbea despre comutarea lămpilor în serie în interiorul unei cascade. O abordare similară este, de asemenea, utilizată în circuitele tranzistoare ale amplificatoarelor de putere RF.
Pe de altă parte, în circuitele amplificatoarelor de putere audio cu tranzistori, cascadele simple sunt rare. Etapele de ieșire bipolare cu doi tranzistori sunt operabile numai în dispozitive de curent relativ scăzut, iar pentru a potrivi treptele de amplificare intermediare cu o sarcină de rezistență scăzută, cel puțin două trepte de amplificare de curent trebuie conectate în serie. În practică, fiecare picior al unui etaj de ieșire push-pull poate avea două până la patru „cascade într-o etapă”. Tranzistoarele care alcătuiesc aceste două, trei și patru sunt acoperite de feedback -uri locale și sunt de obicei considerate complexe. Cele mai simple cazuri de astfel de complexe sunt perechile Darlington și perechile Shiklai . În plus față de acestea, în practică sunt utilizate cel puțin șapte [14] „triple” bipolare („triplu” Quad 303, „triplu” Bryston și așa mai departe), adepți emițători în patru trepte și „patru” Bryston [15] , care sunt protejate de supracurent sau putere prin circuite active suplimentare. Aceste circuite în ansamblu sunt numite etape de ieșire, iar părțile lor interne, dacă este logic să le evidențiem, sunt considerate stadii ale etapei de ieșire.
O cascadă push-pull poate fi construită conform uneia dintre cele trei scheme de bază. Toate cele trei topologii sunt variante ale unei scheme de semi-punte pentru conectarea sarcinii la două dispozitive active și una sau două surse de alimentare [16] . Incluziunile simetrice și asimetrice (cvasi-complementare) pot fi implementate pe toate tipurile de dispozitive active, complementare - numai pe perechi de tranzistoare cu tipuri opuse (complementare) de conductivitate.
Într-un circuit simetric, două dispozitive active identice sunt conectate în paralel unul cu celălalt în curent continuu: curentul total de repaus consumat de cascadă la semnalul de intrare zero este împărțit în două părți egale care curg prin brațele stânga și dreapta ale amplificatorului [17] ] . Tensiunea semnalului amplificat este aplicată electrodului de control al brațului inversor (stânga conform schemei), iar copia sa în oglindă, formată dintr-un separator de fază extern , este alimentată la intrarea inversorului (în conformitate cu schema ). ) brațul [17] . Cu o tensiune de semnal pozitivă, curentul brațului inversor crește, curentul brațului care nu inversează scade. Pentru a transfera aceste modificări de curent la sarcină, dispozitivele active sunt incluse în brațele inferioare ale circuitului H-bridge, iar curenții brațelor superioare ale podului sunt fixați într-un fel sau altul. Diferența dintre curenții brațelor superioare și inferioare ale podului este închisă prin sarcina pornită de „bara transversală” a podului.
În rolul brațelor superioare ale podului în formă de H, de exemplu, pot servi inductori , a căror impedanță în întregul interval de frecvență de funcționare este semnificativ mai mare decât rezistența la sarcină, iar rezistența curentului continuu este relativ mică. Este și mai convenabil să folosiți un transformator cu o rotiță din punctul de mijloc al înfășurării primare [18] . Cuplarea transformatorului vă permite să potriviți rezistențele interne relativ mari ale lămpilor și tranzistoarelor reale cu rezistențe scăzute ale sarcinilor reale - difuzoare , motoare electrice , antene , linii de cablu [17] , dar sarcina sa principală este de a comuta curenții de ieșire anti-fază la un sarcină comună [18] . Circuitul transformator, dezvoltat de RCA în 1923 [19] , a fost cel principal în circuitele tubulare, iar „comutarea simetrică” era de fapt un sinonim pentru o cascadă push-pull [17] . Conform acestei scheme, au fost construite primele amplificatoare cu tranzistori, iar amplificatoare cu tranzistori de frecvențe radio de putere deosebit de mare continuă să fie construite [20] [18] . Alte avantaje ale circuitului transformatorului sunt eficiența ridicată și nivelul ridicat al puterii de ieșire în modul B, reproducerea simetrică a tensiunilor de intrare pozitive și negative, suprimarea armonicilor impare, proiectarea simplă a unei surse de alimentare unipolare, insensibilitatea relativă la răspândirea curenților de repaus a doi brațe [20] [18] [17] . Dezavantajele sunt lățimea de bandă limitată și distorsiunile de fază ale transformatoarelor reale, care limitează posibilitatea utilizării feedback -ului , și imposibilitatea fundamentală de a transfera curent continuu la sarcină [20] [18] .
Etapa simetrică push-pull este asemănătoare treptei de amplificare a tensiunii diferenţiale , care este, de asemenea, o variantă a circuitului paralel în semi-punte [21] . Curentul total al celor două brațe ale etapei diferențiale este limitat de o sursă de curent stabilă în circuitul emițător, sursă sau catod comun, ceea ce exclude posibilitatea amplificării puterii în modul economic B.
O alternativă la o punte simetrică este o punte în care dispozitive active identice sunt conectate la brațele stânga sus și stânga inferioară, iar sursele de alimentare la brațele drepte. Un curent de repaus comun circulă prin ambele dispozitive active, adică dispozitivele active sunt conectate în serie cu curent continuu [22] . Lampa superioară (tranzistorul) conform schemei este conectată la sarcină de către catod (emițător, sursă) conform schemei catodului ( emițător , sursă) adept al semnalului de intrare. Lampa (tranzistorul) inferior în circuit este conectată la sarcină de către anod (colector, sursă) și funcționează în modul unui amplificator inversor cu catod comun ( cu emițător comun , cu sursă comună) [23] . Rezistențele interne și câștigurile lămpilor (tranzistoarelor) în aceste moduri sunt fundamental diferite, motiv pentru care o astfel de punte este numită asimetrică. Selectarea coeficienților de pre-amplificare ai semnalelor de intrare care intră în brațele superioare și inferioare ale etajului de ieșire compensează doar parțial această asimetrie: amplificatoarele reale necesită feedback negativ profund . Circuitul este sensibil la răspândirea curenților de repaus a celor două brațe, iar aranjarea circuitelor de polarizare care stabilesc acești curenți este relativ complicată. La amplificatoarele cu tub, problema este agravată de limitarea tensiunii maxime admisibile a încălzitorului-catod, prin urmare, în circuitele tubulare, comutarea asimetrică nu a luat rădăcină [20] [24] .
Prin contrast, circuitele amplificatoarelor de putere tranzistoare din anii 1960 au fost dominate de circuitele amplificatoarelor cu un singur capăt al lui Lin [20] [25] . Pe de o parte, a făcut posibilă abandonarea conexiunii transformatorului, înlocuind-o fie cu cuplare capacitivă, fie cu conectare directă la sarcină; pe de altă parte, în anii 1950, industria producea doar tranzistoare pnp de mare putere [26] . La mijlocul anilor 1960, acestea au fost înlocuite cu tranzistoare de siliciu mai puternice și mai fiabile, dar deja structuri npn, și abia la sfârșitul anilor 1960 industria americană a stăpânit producția de tranzistori pnp complementari [20] [26] . Până la sfârșitul anilor 1970, proiectanții UMZCH liniari pe tranzistoare discrete au trecut la un circuit complementar [27] , iar circuitul cvasi-complementar este încă utilizat în etapele de ieșire ale amplificatoarelor de putere integrate ( TDA7294 , LM3886 și numeroșii lor analogi funcționali). ) si in clasa D amplificatoare [28 ] .
Înlocuirea unuia dintre dispozitivele active ale unui circuit dezechilibrat cu un dispozitiv de tip complementar transformă circuitul într-unul complementar. Dacă tipurile selectate de tranzistoare de ieșire („lămpi complementare” nu există [29] ) au aceleași caracteristici dinamice pe întreaga gamă de curenți, tensiuni și frecvențe de funcționare, atunci un astfel de circuit reproduce tensiunile de intrare pozitive și negative în mod simetric (asimetria este inevitabil în amplificatoarele reale, în special pe limita superioară a intervalului de frecvență a tranzistorilor de ieșire). Divizorul de fază de intrare nu mai este necesar: aceeași tensiune de semnal AC este aplicată bazelor sau porților ambelor brațe (de obicei, cu un offset constant de tensiune care stabilește modul de funcționare al tranzistoarelor de ieșire) [30] [31] .
Tranzistoarele bipolare cu circuit complementar pot funcționa în oricare dintre cele trei moduri de bază ( OK , OE sau OB ) [30] [31] . În amplificatoarele de putere care funcționează la o sarcină cu rezistență scăzută, tranzistoarele bipolare sunt de obicei conectate conform unui circuit colector comun ( follower complementar emițător , prezentat în ilustrație), tranzistoare cu efect de câmp - conform unui circuit comun de drenaj (follower sursă) [32 ] . O astfel de cascadă amplifică curentul și puterea, dar nu și tensiunea. De asemenea, este obișnuit să porniți tranzistoarele conform unui circuit cu un emițător comun sau o sursă comună - așa sunt aranjate amplificatoarele tampon CMOS . În această versiune, cascada complementară amplifică atât curentul, tensiunea, cât și puterea [31] . Ambele opțiuni sunt utilizate în etapele de ieșire ale amplificatoarelor operaționale : adepții oferă cea mai bună performanță, iar circuitele cu emițător comun asigură cea mai mare variație a tensiunii de ieșire [33] [34] .
Eficiența teoretică limită (COP) a unui amplificator cu un singur ciclu al unui semnal armonic în modul A , realizabil numai cu o conexiune a transformatorului cu sarcină pur activă, este de 50% [35] . La amplificatoarele reale single-ended bazate pe tranzistori se realizeaza o eficienta de aproximativ 30%, la amplificatoarele cu tub aproximativ 20% - adica pentru fiecare Watt de putere maxima de iesire, amplificatorul consuma 3 ... 5 W de la sursa [ 36] . Cantitatea efectivă de putere transferată la sarcină nu are practic niciun efect asupra consumului de energie: acesta din urmă începe să crească numai atunci când cascada este supraîncărcată [2] . La amplificatoarele fără transformator, eficiența este vizibil mai slabă; în cel mai rău caz al unui emițător activ convențional, eficiența teoretică finală este de numai 6,25% [37] .
Înlocuirea unui follower cu un singur capăt cu un follower push-pull în modul A, care funcționează la același curent de repaus și consumând aceeași putere, aproximativ constantă, de la sursa de alimentare, crește puterea maximă de ieșire de patru ori și eficiența maximă crește la 50% [38] . Comutarea unui follower push-pull în modul B crește eficiența de limitare teoretică la 87,5% [39] [40] . Puterea maximă de ieșire în modul B este limitată numai de zona de funcționare sigură a tranzistorilor, tensiunea de alimentare și rezistența de sarcină [2] . Puterea consumată de treapta în modul B este direct proporţională cu tensiunea de ieşire [41] . O eficiență teoretică de 87,5% este atinsă la puterea maximă de ieșire; odată cu scăderea acesteia, randamentul scade treptat, iar pierderile relative de putere pe tranzistoare cresc treptat [41] . Pierderile absolute de putere disipate de tranzistoare cresc și ating un maxim plat în zona puterilor intermediare, când valoarea de vârf a tensiunii de ieșire este de aproximativ 0,4 ... 0,8 din maximul posibil [41] [42] .
În amplificatoarele reale, natura calitativă a dependenței este păstrată, dar proporția pierderilor crește, iar valorile eficienței scad. Deci, treapta de ieșire a unui amplificator de joasă frecvență , proiectată pentru o putere de ieșire de 100 W la o sarcină de 8 ohmi, disipă aproximativ 40 W la putere maximă (o eficiență de aproximativ 70%). Când puterea de ieșire este redusă la jumătate, la 50 W, pierderile de putere în tranzistoare cresc la același 50 W (eficiență 50%) [43] . O scădere semnificativă a pierderilor de putere absolută se observă numai atunci când puterea de ieșire scade sub 10 W [43] .
O caracteristică a tuturor circuitelor push-pull este proporția redusă de armonici pare în spectrul distorsiunilor neliniare [44] . În distorsiunile generate de tranzistori singulari sau triode în vid într-un mod cvasi-liniar [comm. 1] , până la trecerea la modul de suprasarcină domină a doua armonică [46] . Când două lămpi sau tranzistoare sunt pornite pe push-pull, a doua, a patra și așa mai departe armonicile generate de acestea se anulează reciproc [44] [47] . În cascadele ideal simetrice, armonicile pare sunt complet suprimate, distorsiunile formei semi-undelor negative și pozitive ale semnalului sunt strict simetrice, iar spectrul de distorsiune este format exclusiv din armonici impare [44] . În cascadele push-pull reale, simetria totală nu poate fi atinsă, prin urmare, chiar și armonicile sunt observate și în spectrele de distorsiune [44] . Distribuția armonicilor poate depinde atât de nivelul semnalului, cât și de frecvența acestuia, de exemplu, datorită diferenței de frecvențe de tăiere a tranzistoarelor pnp și npn ale unei perechi complementare [48] .
Predominanța armonicilor impare indică dependența coeficientului de transfer în cascadă de amplitudinea semnalului de intrare: la amplitudini mari, coeficientul de transfer se abate sensibil de la cel calculat [49] . Odată cu o creștere a semnalului de intrare, câștigul poate crește inițial, dar scade inevitabil la semnale mari. Scăderea (compresia) coeficientului cu o valoare stabilită, de exemplu, cu 1 dB , și servește drept criteriu pentru supraîncărcarea cascadei [50] .
Circuite push-pull care funcționează în modurile B și AB [comm. 2] , generează distorsiuni specifice de comutare neliniară (sau combinaționale [4] ) când semnalul trece prin zero [4] . În regiunea tensiunilor de ieșire scăzute, când un tranzistor este deconectat de la sarcină și celălalt este conectat la acesta, caracteristica de transfer liniar a cascadei ia forma unei linii întrerupte cu două coturi sau întreruperi. În cel mai rău caz, atunci când două tranzistoare sau două lămpi [57] funcționează cu curenți de repaus zero, ambele tranzistoare se opresc în apropierea zero, coeficientul de transfer scade la zero și se observă un „pas” pe forma de undă a semnalului de ieșire. Feedback -ul negativ nu poate suprima eficient astfel de distorsiuni, deoarece în zona cu probleme amplificatorul este de fapt deconectat de la sarcină [40] .
Distorsiunea de comutare este mai ales nedorită atunci când amplificați frecvențele audio. Pragul de vizibilitate a distorsiunii de comutare, exprimat conform metodei standard de măsurare a coeficientului de distorsiune neliniară, este de numai 0,0005% (5 ppm ) [58] . Sensibilitatea auzului se datorează atât unui spectru special, nenatural de distorsiuni de comutare, cât și unei dependențe nenaturale a nivelului acestora de puterea sau de zgomotul perceput subiectiv: cu o scădere a puterii de ieșire, factorul de distorsiune neliniară nu scade, ci crește [42] ] .
Singura modalitate de a elimina generarea distorsiunilor de comutare este comutarea etajului în modul pur A, ceea ce este de obicei imposibil în practică [59] [60] . Cu toate acestea, distorsiunea de comutare poate fi redusă semnificativ prin setarea doar a unui mic curent de repaus constant al treptei de ieșire [60] . Valoarea acestui curent ar trebui să excludă deconectarea simultană a tranzistorilor de la sarcină, în timp ce zona în care ambii tranzistori sunt conectați la sarcină ar trebui să fie cât mai îngustă posibil. În practică, proiectanții stabilesc curenții de repaus ai tranzistoarelor bipolare la un nivel de 10 până la 40 mA pentru fiecare dispozitiv; curenții optimi ai tranzistoarelor MIS sunt vizibil mai mari, de la 20 la 100 mA per dispozitiv [57] . Fezabilitatea creșterii în continuare a curenților de repaus, care extinde aria de acoperire a modului A, depinde de topologia aleasă a cascadei [57] . Se poate justifica în cascade bazate pe tranzistoare bipolare cu emițător comun [57] . În adepții emițătorului push-pull, dimpotrivă, ar trebui evitată: o creștere a curentului de repaus nu reduce, dar exacerbează distorsiunile de comutare [57] .
Electronii și principiul acțiunii lor.Toți electronii și antiparticulele sunt creați din unde termice, atunci când undele termice cu viteze și frecvențe diferite se mișcă, suprapunându-se, drept urmare din ele iau electroni, care se mișcă întotdeauna cu viteze diferite. Electronii nu se pot mișca cu viteză constantă, cu viteza luminii, prin urmare, atunci când electronii își pierd viteza în timp ce în orice atom, dispărând din acest atom, locurile lor în atom sunt ocupate de alți electroni, care au aceeași viteză ca și electronii care a părăsit atomii.Din electronii care și-au pierdut viteza anterioară, se creează diverși atomi.Deoarece electronii se deplasează întotdeauna dintr-o sursă de temperatură ridicată în locul unde temperatura este mai scăzută, funcționarea tuburilor electronice cu vid se bazează pe acest efect atunci când catodul este încălzit, studiind undele de căldură, din care se creează unde de căldură electroni care se deplasează constant spre anod.Din acest motiv este imposibilă mișcarea electronilor de la anod la catod.