TL431

TL431  este un circuit integrat (IC) cu regulator de tensiune paralel reglabil cu 3 terminale, cu stabilitate îmbunătățită a temperaturii. Cu un divizor extern , TL431 este capabil să stabilizeze tensiuni de la 2,5 la 36  V la curenți de până la 100 mA . O abatere tipică a valorii reale a tensiunii de referință față de valoarea pașaportului este măsurată în unități de mV, abaterea maximă admisă este de câteva zeci de mV . Microcircuitul este potrivit pentru acționarea tranzistoarelor de mare putere ; aplicarea sa în legătură cu joasă tensiuneTranzistoarele MOS vă permit să creați stabilizatori liniari economici cu o cădere de tensiune deosebit de scăzută . În circuitele convertizoarelor de tensiune de comutare, TL431 este standardul industrial de facto pentru amplificatorul de eroare al stabilizatorilor cu izolarea optocuplerului a circuitelor de intrare și ieșire .

TL431 a apărut pentru prima dată în cataloagele Texas Instruments în 1977 [1] [2] . În secolul 21, TL431 și omologii săi funcționali sunt produse de mulți producători în diferite versiuni (TL432, ATL431, KA431, LM431, TS431, 142EN19 și altele), care diferă în topologii de cristal , precizie și caracteristici de frecvență, curenți de funcționare minime și sigure. zonele .

Dispozitiv și principiu de funcționare

TL431 - un element de prag cu trei pini construit pe tranzistoare bipolare , - un fel de analog al unui tranzistor ideal cu un prag de comutare de ≈2,5 V. „Baza”, „colector” și „emițător” ale TL431 sunt denumite în mod tradițional intrarea de control (R), catod (C) și , respectiv, anod (A). Între intrarea de control și anod se aplică o tensiune de comandă pozitivă U ref , iar semnalul de ieșire este curentul catod-anod I KA [5] .

Funcțional, la nivel de abstractizare, TL431 conține o sursă de tensiune de referință de ≈2,5 V și un amplificator operațional care compară tensiunea la intrarea de control U ref cu referința [6] . Din punct de vedere fizic, ambele funcții sunt strâns, indisolubil integrate în etapele de intrare ale TL431. Un nivel de referință virtual de ≈2,5 V nu este generat în niciun punct al circuitului: sursa reală a tensiunii de referință este banda interzisă Widlar pe tranzistoarele T3, T4 și T5, care generează o tensiune de ≈1,2 V și este optimizată pentru funcționare. în legătură cu emițătorii urmăritori T1 și T6 [7] . Amplificatorul diferenţial este format din două surse de curent back-to-back pe tranzistoarele T8 şi T9: diferenţa pozitivă dintre curenţii colectorului T8 şi T9, ramificate în baza T10, controlează treapta de ieşire [3] . Etapa de ieșire a TL431, care controlează direct curentul de sarcină, este un tranzistor Darlington npn cu colector deschis , protejat de o diodă flyback . Nu există protecție împotriva supraîncălzirii sau supracurentului [3] [8] .

Dacă U ref nu depășește pragul de comutare, atunci treapta de ieșire este închisă, iar treptele care o controlează consumă un curent de o valoare tipică de 100 ... 200 μA în repaus . Pe măsură ce U ref se apropie de pragul de comutare, curentul consumat de treptele de control atinge o valoare de ordinul a 300 ... 500 μA , în timp ce treapta de ieșire rămâne închisă. După depășirea pragului, treapta de ieșire se deschide lin, I KA crește cu o abruptă de aproximativ 30 mA/V [9] . Când U ref depășește pragul cu aproximativ 3 mV , iar I KA atinge aproximativ 500...600 µA , panta crește brusc la aproximativ 1 A/V [9] . Odată cu realizarea pantei nominale, a cărei valoare tipică este 1 ... 1,4 A / V , circuitul intră în modul de stabilizare [9] , în care se comportă ca un convertor diferențial tensiune-curent clasic [10] .Creșterea curentului se oprește atunci când tensiunea de control este stabilizată prin acțiunea buclei de feedback negativ conectată între catod și intrarea de control [4] [11] . Valoarea U ref ≈2,5 V care a fost stabilită în același timp se numește referință (U REF ) [11] . Într-un mod de releu mai puțin obișnuit (modul comparator), nu există nicio buclă de feedback, iar curentul catodic este limitat doar de caracteristicile sursei de alimentare și ale sarcinii [8] .

Stabilizatoarele de pe TL431 sunt proiectate în așa fel încât microcircuitul să funcționeze întotdeauna într-un mod activ cu o transconductanță ridicată; pentru aceasta I KA nu trebuie să scadă sub 1 mA [5] [4] [12] . Din punct de vedere al stabilității buclei de control, poate fi indicat să se mărească și mai mult curentul minim, până la 5 mA [13] , dar în practică acest lucru contrazice cerințele de eficiență a stabilizatorului [4] . Curentul de intrare al intrării de control I ref în toate modurile este aproximativ constant, valoarea sa tipică este de 2 μA . Producătorul recomandă proiectarea circuitului de intrare TL431 în așa fel încât să garanteze I ref de cel puțin 4 µA ; nu este permisă funcționarea unui microcircuit cu o intrare de control „atârnată” [14] [8] . Deschiderea sau scurtcircuitul la masă al oricăreia dintre ieșiri, precum și un scurtcircuit al oricăror două ieșiri nu pot distruge TL431, dar fac ca dispozitivul să fie inoperabil [15] .

Caracteristici de precizie

Valoarea nominală a tensiunii de referință U REF = 2,495 V este determinată și testată de producător la un curent catod de 10 mA , intrarea de control este închisă la catod și o temperatură ambientală de +25 °C [14] [17] . Pragul de comutare (punctul B pe caracteristica de transfer) și pragul de trecere în modul cu pantă mare (punctul C) nu sunt standardizate [9] . Tensiunea de referință reală pe care o anumită instanță a TL431 o setează într-un anumit circuit poate fi fie mai mare, fie mai mică decât tensiunea de pe plăcuță, în funcție de patru factori:

• Răspândire tehnologică . Răspândirea permisă a U REF în condiții normale este pentru diferite serii TL431 nu mai mult de ±0,5%, nu mai mult de ±1% sau nu mai mult de ±2% [5] ;
• Deriva de temperatură . Dependența tensiunii de referință bandgap de temperatură are forma unei cocoașe netede. Dacă caracteristicile unui anumit microcircuit corespund exact calculului de proiectare, atunci partea superioară a cocoașei este observată la o temperatură de aproximativ + 25 ° C, iar U REF în condiții normale este exact 2,495 V ; peste și sub +25°C U REF scade treptat cu câțiva mV. Pentru microcircuite cu o abatere vizibilă de la caracteristicile calculate, cocoașa se schimbă la temperaturi ridicate sau scăzute, iar dependența în sine poate căpăta un caracter monoton descrescător sau monoton crescător. Abaterea U REF real de la pașaport 2.495 V în toate cazurile nu depășește câteva zeci de mV [18] [16] ;
• Influența tensiunii anod-catod (U KA ). Pe măsură ce UKA crește , tensiunea de referință TL431 necesară pentru a menține un curent catod fix scade la o rată tipică de 1,4 mV/V (dar nu mai mult de 2,7 mV/V ) [17] . Reciproca acestui indicator - aproximativ 300 ... 1000 ( 50 ... 60 dB ) - este limita superioară a câștigului de tensiune în regiunea de joasă frecvență [19] ;
• Influența curentului catodic . Odată cu o creștere a curentului catodic, ceteris paribus, U REF crește cu o rată de aproximativ 0,5…1 mV/mA ​​, ceea ce corespunde unei rate de conversie de 1…2 A/V [10] [9] .

Caracteristici de frecvență

Caracteristica amplitudine-frecvență (AFC) a TL431, compensată de capacitatea Miller încorporată a etajului de ieșire [8] , este descrisă în prima aproximare printr-o ecuație de filtru trece -jos de ordinul întâi; Cel mai simplu model de circuit dependent de frecvență constă dintr-un convertor ideal tensiune-curent a cărui ieșire este derivată cu o capacitate de 70 nF [19] . Când funcționează pe o sarcină rezistivă tipică cu o rezistență de 230 ohmi , răspunsul în frecvență al standardului TL431 începe de la aproximativ 10 kHz [19] , iar frecvența de câștig unitară calculată, care nu depinde de rezistența de sarcină, este de aproximativ 2 MHz. [20] . Datorită fenomenelor de ordinul doi, răspunsul în frecvență în regiunea de înaltă frecvență scade mai repede decât prezice modelul, astfel încât frecvența reală a câștigului unitar este de numai 1 MHz ; în practică, această distincție nu contează [20] .

Ratele de creștere și scădere I KA , U KA și timpul de stabilire U REF nu sunt standardizate. Potrivit Texas Instruments, atunci când alimentarea este pornită, U KA crește rapid la ≈2 V și, temporar, timp de aproximativ 1 µs , se oprește la acest nivel. Apoi, pentru aproximativ 0,5 ... 1 μs , se încarcă capacitatea încorporată, iar pe catod se stabilește o constantă U KA stabilizată [21] .

Derivarea anodului și catodului TL431 cu capacitatea poate duce la autoexcitare [22] . Cu capacități mici (nu mai mult de 1 nF ) și mari (peste 10 uF ), TL431 este stabil; în regiunea de 1 nF ... 10 μF , este probabilă autoexcitarea [23] [24] . Lățimea regiunii de instabilitate depinde de combinația dintre I KA și U KA . Cel mai rău din punct de vedere al stabilității este combinația de curenți scăzuti și tensiuni scăzute; dimpotrivă, la curenți și tensiuni mari, când puterea disipată de microcircuit se apropie de valoarea limită, TL431 devine absolut stabil [24] . Cu toate acestea, chiar și un stabilizator de o tensiune relativ mare poate fi autoexcitat atunci când este pornit, când tensiunea la catod nu a crescut încă la nivelul standard [23] .

Graficele condițiilor limită de stabilitate [14] publicate în documentația tehnică sunt, potrivit Texas Instruments însuși , nerezonabil de optimiste [24] . Ei descriu un microcircuit „tipic” cu marja de fază zero , în timp ce în practică ar trebui să se concentreze pe o marjă de fază de cel puțin 30 ° [24] . Pentru a suprima autoexcitarea, este de obicei suficient să includeți o rezistență „anti-ringing” de 1 ... 1000 Ohm între anodul TL431 și capacitatea de sarcină ; valoarea sa minimă este determinată de combinația capacității de sarcină, I KA și U KA [25] .

Aplicație

Regulatoare liniare de tensiune

În cel mai simplu circuit regulator de tensiune paralel, intrarea de control TL431 este conectată la catod, care transformă microcircuitul într-un analog funcțional al unei diode zener cu o tensiune de referință fixă ​​de ≈2,5 V. Rezistența internă tipică a unei astfel de „diode zener” la frecvențe de până la 100 kHz este de aproximativ 0,2 Ω ; în domeniul de frecvenţă de 100 kHz...10 MHz , acesta creşte monoton până la aproximativ 10 ohmi [26] . Pentru a stabiliza tensiunile înalte, intrarea de control TL431 este conectată la un divizor rezistiv R2R1 conectat între catod și anod. Tensiunea anod-catod stabilizat și rezistența internă a unei astfel de „diode zener” cresc cu un factor de [27] . Tensiunea maximă admisă de stabilizare nu trebuie să depășească +36 V , tensiunea maximă admisă la catod este limitată la +37 V [28] . Inițial, această includere a TL431 a fost principala: microcircuitul a fost poziționat pe piață ca o alternativă economică la diodele zener de precizie scumpe [29] .

Adăugarea unui circuit regulator paralel cu un emițător urmăritor inclus în bucla de feedback îl transformă într-un regulator în serie. Tranzistoarele convenționale sau compozite cu structură npn utilizate ca supape de trecere sunt operaționale numai cu o cădere de tensiune suficient de mare între intrare și ieșire, ceea ce reduce eficiența stabilizatorului [30] . Tranzistoarele de trecere ai structurii pnp în modul de saturație sunt operabile la tensiuni colector-emițător de până la ≈0,25 V , dar în același timp necesită curenți mari de control, ceea ce obligă utilizarea tranzistoarelor compozite cu o cădere de tensiune minimă de 1 V și mai mare [30] . Cea mai mică cădere de tensiune se realizează atunci când se utilizează tranzistoare MIS puternice [30] . Stabilizatoarele cu adepți de sursă sunt simple din punct de vedere tehnic, stabile, economice, dar necesită o sursă de alimentare suplimentară pentru porțile tranzistoarelor MIS (ΔU în ilustrație) [30] .

Regulatoare de tensiune de comutare

TL431 încărcat cu un LED optocupler este amplificatorul de eroare standard al industriei de facto în convertoarele de tensiune de comutare pentru consumatori [10] [12] [11] . Mai mult, sunt produse microcircuite combinate, care sunt un optocupler tranzistor și un cristal asemănător cu TL431, într-un singur pachet [35] . Divizorul de tensiune R1R2, care setează tensiunea la intrarea de control a TL431, și catodul LED-ului sunt conectate la ieșirea convertorului, iar fototranzistorul optocuplatorului este conectat la intrarea de control a controlerului PWM al acestuia . circuit primar. Pentru a ne asigura că curentul minim al catodului TL431 nu scade sub 1 mA , LED-ul optocuplerului este șuntat cu un rezistor R3 de ordinul a 1 kOhm [4] [36] . De exemplu, într-o sursă de alimentare cu comutație tipică pentru laptop , conform anului 2012, media I KA este de 1,5 mA , din care 0,5 mA curge prin LED și 1 mA  prin șunt [4] .

Proiectarea unor circuite de compensare a frecvenței eficiente, dar stabile pentru astfel de regulatoare nu este o sarcină ușoară [37] . În cea mai simplă configurație, compensarea este atribuită circuitului de integrare C1R4 [37] . Pe lângă acest circuit, filtrul de netezire de ieșire al convertorului și microcircuitul în sine, circuitul conține implicit o altă legătură dependentă de frecvență, cu o frecvență de tăiere de aproximativ 10 kHz  - capacitatea de ieșire a fototranzistorului împreună cu rezistența acestuia. sarcina colectorului [38] . În același timp, două bucle de feedback sunt închise simultan prin microcircuit: bucla principală, lentă, este închisă prin divizor la intrarea de control TL431; secundar, rapid ( ing.  bandă rapidă ) se închide prin LED la catodul TL431 [39] . O buclă rapidă poate fi întreruptă, de exemplu, prin fixarea tensiunii la catodul LED cu o diodă zener [40] sau prin conectarea catodul LED la un filtru separat [41] .

Comparatoare de tensiune

Cel mai simplu circuit comparator TL431 necesită un singur rezistor pentru a limita curentul catodului la 5 mA recomandat [42] . Sunt posibile valori mai mici, dar nedorite din cauza întârzierii trecerii de la starea deschisă (zero logic) la starea închisă (logică) [42] . Timpul de comutare de la starea închisă la cea deschisă depinde de excesul U ref peste pragul de comutare: cu cât este mai mare excesul, cu atât mai rapid funcționează comparatorul. Viteza optimă de comutare este atinsă cu un exces de zece procente, în timp ce impedanța de ieșire a sursei de semnal nu trebuie să depășească 10 kOhm [42] . În starea complet deschisă, U KA scade la 2 V , ceea ce este în concordanță cu nivelurile TTL și CMOS la tensiuni de alimentare de 5 V și mai mari [43] . Pentru a potrivi TL431 cu logica CMOS de joasă tensiune, trebuie să utilizați un divizor de tensiune extern [43] sau să înlocuiți TL431 cu un cip analog cu un prag de comutare mai mic, cum ar fi TLV431 [44] .

Comparatoarele și invertoarele logice de pe TL431 sunt ușor conectate între ele conform principiilor logicii ladder . De exemplu, în circuitul de monitorizare a tensiunii de mai sus, treapta de ieșire se deschide, iar semnalul de ieșire capătă o valoare logică zero dacă și numai dacă tensiunea de intrare U BX se încadrează în interval

Schema este operațională dacă condiția este îndeplinită cu o marjă suficientă [45] .

Moduri nedocumentate

În presa de radio amatori, proiectele de amplificatoare de tensiune de joasă frecvență de pe TL431 au fost publicate în mod repetat - de regulă, fără succes [46] . În efortul de a suprima neliniaritatea microcircuitului, designerii au crescut adâncimea feedback -ului și, prin urmare, au redus câștigul la valori nerezonabil de scăzute [46] . Stabilizarea funcționării amplificatoarelor pe TL431 s-a dovedit, de asemenea, a fi o sarcină dificilă [46] .

Tendința TL431 de a se autoexcita poate fi folosită pentru a construi un oscilator controlat de tensiune la frecvențe de la câțiva kHz la 1,5 MHz [47] . Gama de frecvență a unui astfel de generator și natura dependenței frecvenței de tensiunea de control depind puternic de seria TL431 utilizată: microcircuitele cu același nume de la diferiți producători nu sunt interschimbabile în acest mod nedocumentat [47] . O pereche de TL431 poate fi, de asemenea, utilizată într-un circuit multivibrator astable pentru frecvențe de la fracțiuni de Hz la aproximativ 50 kHz [48] . În acest circuit, TL431 funcționează și într-un mod nedocumentat: curenții de încărcare ai capacităților de temporizare curg prin diode care protejează intrările de control (T2 pe schema de circuit) [48] .

Opțiuni non-standard și analogi funcționali

Microcircuitele de la diverși producători, produse sub numele TL431 sau sub denumiri apropiate acestuia (KA431, TS431 etc.), pot diferi semnificativ de TL431 original fabricat de Texas Instruments. Uneori, diferențele sunt relevate doar empiric, atunci când se testează IP în moduri nedocumentate [47] ; uneori sunt declarate în mod explicit în documentația producătorului. Astfel, TL431 fabricat de Vishay are un câștig de tensiune anormal de mare, de aproximativ 75 dB , la frecvențe joase [19] . Scăderea câștigului acestui IC începe la aproximativ 100 Hz [19] . În intervalul de frecvență de peste 10 kHz , răspunsul în frecvență al TL431 Vishay se apropie de standard; frecvența unității de câștig, aproximativ 1 MHz , coincide cu standardul [19] . Cipul de controler SG6105 PWM conține doi stabilizatori independenți, declarați ca analogi exacti ai TL431, dar maximele lor permise I KA și U KA sunt doar 16 V și 30 mA ; caracteristicile de precizie ale acestor stabilizatori nu sunt testate de producător [49] .

Microcircuitul TL430 este un analog funcțional istoric al TL431 cu o tensiune de referință de 2,75 V și un curent catodesc maxim admisibil de 150 mA , produs de Texas Instruments numai într-un pachet cu orificii traversante [50] . Bandgap-ul TL430 încorporat, spre deosebire de TL431 lansat simultan, nu a fost compensat cu temperatură și a fost mai puțin precis; nu a existat o diodă de protecție în treapta de ieșire a TL430 [51] . Cipul TL432 produs în secolul 21 este un cristal convențional TL431 ambalat în pachete de montare la suprafață cu un pinout non-standard [52] .

În 2015, Texas Instruments a anunțat lansarea ATL431, un analog funcțional al TL431, optimizat pentru funcționarea în regulatoare de comutare economice [53] . Curentul catodic minim recomandat pentru ATL431 este de numai 35 μA față de 1 mA pentru TL431 standard la aceleași limite de curent catodic ( 100 mA ) și tensiune anod-catod ( 36 V ) [54] . Frecvența unității de câștig este deplasată în jos la 250 kHz pentru a suprima amplificarea zgomotului de înaltă frecvență [54] . Graficele condițiilor limită de stabilitate au, de asemenea, un aspect complet diferit: la curenți scăzuti și la o tensiune anod-catod de 15 V, circuitul este absolut stabil la orice valoare a capacității de sarcină - cu condiția să fie utilizați condensatori de înaltă calitate cu inductanță scăzută. [55] [56] . Rezistența minimă recomandată a rezistenței „anti-ringing” este de 250 ohmi față de 1 ohm pentru standardul TL431 [57] .

În plus față de familia de microcircuite TL431, din 2015, au fost utilizate pe scară largă doar două circuite integrate de stabilizatori paraleli, care au un circuit, niveluri de referință și limite de performanță fundamental diferite [58] :

• Circuitul integrat bipolar LMV431 fabricat de Texas Instruments are o tensiune de referință de 1,24 V și este capabil să stabilizeze tensiuni de până la 30 V la un curent catodic de la 80 μA la 30 mA [59] [60] ;
• CI CMOS de joasă tensiune NCP100 de la On Semiconductor are o tensiune de referință de 0,7 V și este capabil să stabilizeze tensiuni de până la 6 V la curenți catodici de la 100 µA la 20 mA [61] [62] .

Circuitul dispozitivului de pe LMV431 și NCP100 este similar cu circuitul dispozitivului de pe TL431 [58] .

Note

1. ↑ Manualul regulatorului de tensiune / ed. JD Spencer, D.E. Pippinger. - Texas Instruments, 1977. - P. 82, 86, 132. - 198 p. — ISBN 9780895121011 .
2. ↑ Prima documentație tehnică pentru seria TL431 este datată iulie 1978. A se vedea TL431, TL431A Precision Shunt Regulators  //  Fișa de date Texas Instruments. - 1999. - iulie ( nr. SLVS005J ).
3. ↑ 1 2 3 Basso, 2012 , p. 384.
4. ↑ 1 2 3 4 5 6 Basso, 2012 , p. 388.
5. ↑ 1 2 3 Texas Instruments, 2015 , p. 19.
6. ↑ Texas Instruments, 2015 , p. 20: „pin intern virtual”.
7. ↑ Basso, 2012 , pp. 383, 385-386.
8. ↑ 1 2 3 4 Texas Instruments, 2015 , p. douăzeci.
9. ↑ 1 2 3 4 5 Basso, 2012 , p. 387.
10. ↑ 1 2 3 Basso, 2012 , p. 383.
11. ↑ 1 2 3 Zhanyou Sha, 2015 , p. 154.
12. ↑ 12 Brown , 2001 , p. 78.
13. ↑ Tepsa, Suntio, 2013 , p. 93.
14. ↑ 1 2 3 Circuite integrate, 1996 , p. 221.
15. ↑ Zamora, Marco. TL431 Pin FMEA  //  Raport aplicație Texas Instruments. - 2018. - ianuarie ( nr. SNVA809 ). — P. 4.
16. ↑ 12 Texas Instruments, 2015 , p. paisprezece.
17. ↑ 1 2 Texas Instruments, 2015 , pp. 5-13.
18. ↑ Camenzind, 2005 , pp. 7-5, 7-6, 7-7.
19. ↑ 1 2 3 4 5 6 Tepsa, Suntio, 2013 , p. 94.
20. ↑ 12 Schönberger , 2012 , p. patru.
21. ↑ Texas Instruments, 2015 , p. 25.
22. ↑ Michallick, 2014 , p. unu.
23. ↑ 1 2 Regulator de șunt de precizie ajustabil TS431  // Fișă tehnică Taiwan Semiconductor. — P. 3.
24. ↑ 1 2 3 4 Michallick, 2014 , p. 2.
25. ↑ Michallick, 2014 , pp. 3-4.
26. ↑ Texas Instruments, 2015 , pp. 5-13, 16.
27. ↑ Texas Instruments, 2015 , p. 24.
28. ↑ Texas Instruments, 2015 , p. patru.
29. ↑ Texas Instruments, 1985 , p. 6.22.
30. ↑ 1 2 3 4 Dubhashi A. AN-970. Tranzistoare cu efect de câmp de putere în stabilizatori liniari cu o mică cădere de tensiune // Dispozitive semiconductoare de putere / Tradus din engleză, editat de V. V. Tokarev. - Voronej: LLP MP Elist, 1995. - S. 375-376.
31. ↑ Basso, 2012 , p. 393.
32. ↑ Ridley, 2015 , pp. 12.
33. ↑ Texas Instruments, 2015 , p. 29.
34. ↑ Texas Instruments, 2015 , p. 28.
35. ↑ FOD2741A, FOD2741B , FOD2741C Amplificator de eroare izolat optic  . Fairchild Semiconductor (2004). Preluat la 18 martie 2021. Arhivat din original la 11 aprilie 2021.
36. ↑ Basso, 2012 , p. 392.
37. ↑ 12 Ridley , 2015 , p. 2.
38. ↑ Ridley, 2015 , p. 3.
39. ↑ Basso, 2012 , pp. 396-397.
40. ↑ Basso, 2012 , pp. 397-398.
41. ↑ Ridley, 2015 , p. patru.
42. ↑ 1 2 3 Texas Instruments, 2015 , p. 22.
43. ↑ 12 Texas Instruments, 2015 , p. 23.
44. ↑ Rivera-Matos, 2018 , p. unu.
45. ↑ 1 2 Rivera-Matos, 2018 , p. 3.
46. ↑ 1 2 3 Câmp I. Electret Mic Booster  // Elektor. - 2010. - Nr 7 . - P. 65-66.
47. ↑ 1 2 3 Ocaya RO VCO folosind referința TL431  //  Rețeaua EDN. - 2013. - Octombrie ( nr. 10 ).
48. ↑ 1 2 Clements G. TL431 Multivibrator // Elektor. - 2009. - Nr. iulie / august . - P. 40-41.
49. ↑ SG6105 Supraveghetor + Regulator + PWM  //  Specificații generale de produs ale sistemului. - 2004. - 7 iulie. - P. 1, 5, 6.
50. ↑ Regulator de șunt reglabil TL430  // Fișă  tehnică Texas Instruments. - 2005. - ianuarie ( nr. SLVS050D ).
51. ↑ Texas Instruments, 1985 , p. 6.21.
52. ↑ Texas Instruments, 2015 , p. unu.
53. ↑ Leverette, 2015 , p. 2.
54. ↑ 12 Leverette , 2015 , p. 3.
55. ↑ Leverette, 2015 , p. patru.
56. ↑ Texas Instruments, 2016 , pp. 7, 8.
57. ↑ Texas Instruments, 2016 , p. 17.
58. ↑ 1 2 Zhanyou Sha, 2015 , p. 153.
59. ↑ Zhanyou Sha, 2015 , p. 157.
60. ↑ Regulatoare de șunt de precizie reglabile LMV431x de joasă tensiune (1,24 V) . Texas Instruments (2014). Preluat la 26 octombrie 2018. Arhivat din original la 20 iunie 2020. (nedefinit)
61. ↑ Zhanyou Sha, 2015 , p. 155.
62. ↑ NCP100: Regulator de șunt reglabil cu precizie sub 1,0 V. Despre semiconductor (2009). Preluat la 26 octombrie 2018. Arhivat din original la 21 iunie 2020. (nedefinit)

Literatură

• Circuite integrate. Microcircuite pentru surse de alimentare liniare și aplicarea acestora. - M. : Dodeka, 1996. - ISBN 5878350211 .
• Basso C. Capitolul 7. Compensatoare bazate pe TL431 // Proiectarea buclelor de control pentru surse de alimentare liniare și comutate . - Casa Artech, 2012. - P. 383-454. — ISBN 9781608075577 .
• Brown M. Cartea de bucate pentru sursa de alimentare . — Newnes. - 2001. - (Seria EDN pentru ingineri de proiectare). — ISBN 9780080480121 .
• Camenzind H. Proiectarea circuitelor analogice . - Editura Virtualbookworm, 2005. - 244 p. — ISBN 9781589397187 . Arhivatpe 10 martie 2018 laWayback Machine
• Leverette A. Proiectare cu „Advanced” TL431, ATL431  //  Texas Instruments Application Report. - 2015. - iunie ( nr. SLVA685 ). - P. 1-7.
• Michallick R. Înțelegerea diagramelor condițiilor limită de stabilitate în TL431, TL432 Data Sheet  //  Texas Instruments Application Report. - 2014. - ianuarie ( nr. SLVA482A ). - P. 1-6.
• Ridley R. Proiectare cu TL431 - prima analiză completă  //  Switching Power Magazine. - 2008. - 1 august. - P. 1-5.
• Ridley R. Utilizarea TL431 într-o sursă de alimentare  //  Power Systems Design Europe. - 2007. - Iunie. - P. 16-18.
• Rivera-Matos R. și Than E. Utilizarea TL431 ca comparator de tensiune  //  Texas Instruments Application Report. - 2018. - ianuarie ( nr. SLVA987 ). - P. 1-4. Arhivat din original pe 2 noiembrie 2018.
• Schönberger J. Proiectarea unui controler bazat pe TL431 pentru un convertor Flyback . — Plexim GmbH, 2012.
• Tepsa T., Suntio T. Sisteme de control bazate pe regulator de șunt reglabil  // IEEE Power Electronics Letters. - 2013. - Vol. 1. - P. 93-96.
• Aplicație de circuit liniar și de interfață. Volumul I: Amplificatoare, Comparatoare, Temporizatoare, Regulatoare de Tensiune / Ed. DE Pipper și EJ Tobaben. — Texas Instruments, 1985.
• Referință programabilă de precizie TL43xx  // Fișă de  date Texas Instruments. - 2015. - ianuarie ( nr. SLVS543O ).
• ATL431, ATL432 Regulator de șunt de precizie reglabil cu Iq scăzut de 2,5 V  // Fișă  tehnică Texas Instruments. - 2016. - octombrie ( nr. SLVSCV5D ).
• Zhanyou Sha și colab. Proiectarea optimă a sursei de alimentare cu comutare . - Wiley, 2015. - ISBN 9781118790946 .