Scena fono

Versiunea actuală a paginii nu a fost încă examinată de colaboratori experimentați și poate diferi semnificativ de versiunea revizuită pe 16 octombrie 2020; verificările necesită 3 modificări .

Preamplificator-corector sau amplificator-corector (Marea Britanie) [1] , sau egalizator fono  - un amplificator electronic specializat al căii de redare a unei discuri de gramofon , restabilind spectrul original al semnalului sonor înregistrat pe placă și amplificând tensiunea de ieșire a capul de preluare la un nivel tipic de ieșire de linie  - de la 0,775 V ( 0 dBu ) în echipamentele analogice de uz casnic până la 2 V ( 8 dBu ) în echipamentele digitale și de difuzare [2] ). Din punct de vedere istoric, industria înregistrărilor a folosit multe scheme diferite de pre-accentuare a spectrului în înregistrare și diferite tipuri de cartușe au fost folosite în redare . În practică, marea majoritate a corectoarelor sunt concepute pentru a reda înregistrări de lungă durată înregistrate cu pre-distorsiune conform standardului RIAA , cu capete magnetice .

Tensiunea la ieșirile capetelor de magnet în mișcare relativ foarte sensibile ( de exemplu, magnet în mișcare , MM) este măsurată în unități de milivolți , iar tensiunea celor mai puțin sensibile capete de bobină mobilă ( eng  . bobină mobilă , MS) este de sute și uneori zeci de microvolți . Spre deosebire de tehnologia audio digitală, tensiunea semnalului util la ieșirea capului de preluare poate depăși de mai multe ori nivelul nominal, iar tensiunea de interferență de înaltă frecvență („click”) - cu un ordin de mărime . Aceste proprietăți ale semnalului și cerințele ridicate privind calitatea reproducerii au făcut ca proiectarea egalizatoarelor perfecte, împreună cu proiectarea amplificatoarelor de microfon , să fie cea mai dificilă sarcină a circuitelor amplificatoarelor de frecvență audio [3] . În același timp, corectoarele, spre deosebire de amplificatoarele de microfon, nu doar amplifică semnalele electrice slabe, ci și transformă compoziția spectrală a acestora (se realizează corecția de frecvență) [4] . În domeniul audio, diferența dintre câștigurile maxime și minime ajunge la 38,9 dB (1:88 în tensiune), în timp ce abaterea caracteristicii amplitudine-frecvență de la standard, conform designerilor secolului XXI, nu trebuie să depășească ± ± 0,1 dB (± 1,16% tensiune) .  

Contur istoric

În 1948, Columbia Records a lansat primele discuri de lungă durată , apoi încă monofonice , înregistrate folosind o schemă proprie de pre-accentuare a frecvenței . În anii următori, concurenții americani au adus pe piață cel puțin nouă opțiuni alternative de egalizare; Războiul formatelor sa încheiat cu adoptarea în 1953-1954 a unui standard industrial care a devenit cunoscut sub numele de curba RIAA . Din 1956, aproape toate înregistrările noi publicate în țările occidentale au fost produse conform acestui standard.

În primele decenii postbelice, pentru a reda discuri de lungă durată au fost folosite capete piezoelectrice ieftine și, prin urmare, mai comune [ 5 ] sau capete magnetice relativ scumpe . Capetele piezoelectrice aveau o sensibilitate de aproximativ o sută de ori mai mare decât capetele magnetice și, prin urmare, nu necesitau preamplificatoare complexe cu zgomot redus [5] . Cu toate acestea, pickup-ul piezoelectric trebuia să aibă o suspensie rigidă și era necesară o forță de presiune semnificativă pentru a-l ține în siguranță în canalul sonor [6] . Când se foloseau ace de înaltă calitate cu o rază mică a vârfului, un astfel de pickup a distrus rapid înregistrarea, iar acele relativ economisite cu o rază mare a vârfului nu au putut urmări deplasările de înaltă frecvență ale canelurilor [6] . Un alt dezavantaj fatal al capetelor piezoelectrice a fost răspunsul neuniform amplitudine-frecvență (AFC) [7] . Din aceste motive, echipamentele de înaltă calitate au fost întotdeauna dominate de capete magnetice [8] ; la începutul anilor 1980, utilizarea capetelor piezoelectrice practic încetase [7] .

„Însoțitorii” indispensabili ai capetelor magnetice de toate tipurile au fost preamplificatoare-corectore, care au crescut tensiunea la ieșirea capului și au restabilit spectrul original al semnalului înregistrat. Dezvoltatorul standardului RIAA, RCA , a recomandat utilizarea corectoarelor tubulare în două etape cu filtrare pasivă [9] . Două triode cu amplificare mare au asigurat o sensibilitate suficientă (câștig de 45 dB la o frecvență de 1 kHz), dar numai atunci când corectorul era conectat la o sarcină de înaltă rezistență (cel puțin 220 kOhm) [9] . Cel mai utilizat pe scară largă în tehnologia lămpilor în anii 1960 a fost circuitul de filtru inversor activ pe un singur pentod EF86 acoperit de o paralelă dependentă de frecvență [com. 1] feedback [10] .

Circuitul tranzistorului în anii 1960 și parțial în anii 1970 a fost dominat de circuitul de filtru activ în două etape bazat pe tranzistoare bipolare care funcționează în modul MA , propus de Dinsdale în 1965 [11] [12] [13] . Toți corectorii acestei generații au sunat mediocri și uneori doar prost; niciunul nu a devenit clasic în felul în care cele mai bune exemple de amplificatoare de putere din anii postbelici au devenit clasice [14] . Marja de amplificare insuficientă a celor „doi” a generat o scădere vizibilă a răspunsului în frecvență la frecvențe joase, o rată de slew insuficientă a tensiunii de ieșire - o scădere și distorsiuni neliniare la frecvențe înalte [15] [12] ; la frecvențe medii, răspunsul în frecvență a deviat considerabil de la standard din cauza calculului inexact al circuitelor corective. Designerii anilor 1960 au suportat aceste neajunsuri, deoarece calitatea proastă a șasiului și a brațelor jucătorilor de atunci a făcut ca orice îmbunătățire a corectoarelor să fie lipsită de sens [14] .

În anii 1970, situația s-a schimbat. Noi jucători de înaltă calitate au intrat pe piața de masă și egalizatoarele de pe „doi” au devenit veriga slabă în calea de reproducere [13] . La început, designerii s-au concentrat pe îmbunătățirea tradiționalelor „doi”; pe măsură ce electronicele de consum au trecut la amplificatoare de putere bipolare, o topologie mai avansată cu o etapă diferenţială de intrare s-a răspândit treptat [16] [17] . Cele mai bune circuite de tranzistori discrete din anii 1970 au deviat de la standardul RIAA cu fracțiuni de decibel [18] la un raport semnal-zgomot de 70 ... 74 dB (cu 10 ... 20 dB mai bun decât "doi" de bază). ) [16] .

Odată cu introducerea pe piață a circuitelor integrate la prețuri accesibile, proiectarea corectoarelor cu filtrare activă a devenit considerabil mai simplă [19] . Amplificatoarele operaționale universale din anii 1970 nu erau încă potrivite pentru amplificarea audio de calitate; în locul lor, în corectoare au fost utilizate microcircuite ULF cu zgomot redus specializate cu o intrare diferențială , de exemplu, TDA2310 și LM381 (analogii - K153UD2, K548UN1) [12] [20] [21] . În prima jumătate a anilor 1970, sub influența autorității lui John Linsley Hood , a dominat un circuit op-amp relativ zgomotos în conexiune inversă (cu feedback paralel [com. 1] ); după ce lucrarea lui Walker [22] a fost publicată în 1972, a apărut treptat un circuit cu zgomot redus, dar mai puțin flexibil și mai complex în calcul și reglare pe un amplificator operațional într-o conexiune fără inversare (cu feedback serial [com. 1] ) . în prim-plan [23] . Raportul semnal-zgomot sa îmbunătățit, iar acuratețea curbei RIAA s-a deteriorat din cauza distorsiunilor de răspuns în frecvență specifice acestui circuit la frecvențe înalte și a marjei insuficiente de câștig a circuitelor integrate de atunci [24] . Aparatul matematic pentru calculul exact al corectoarelor active de acest tip a fost publicat de Stanley Lipschitz abia în 1979 [25] [26] . În paralel cu circuitul filtrelor, circuitul etajelor amplificatorului a fost de asemenea îmbunătățit. În anii 1980, designerii au dezvoltat multe circuite corectoare sofisticate, de înaltă calitate, bazate pe tranzistoare bipolare discrete și cu efect de câmp, dar pe măsură ce amplificatoarele operaționale cu zgomot redus și distorsiuni reduse au intrat pe piață, aceste soluții sofisticate din punct de vedere tehnic au rămas nerevendicate [27] .

La sfârșitul „epocii vinilului”, în anii 1980, capetele magnetice mobile au preluat piața de masă, iar capetele magnetice cu bobine mobile au ocupat segmentul superior al pieței [8] . Capetele de acest tip, cunoscute încă din anii 1930 [28] , s-au remarcat prin cea mai bună calitate a sunetului, dar au rămas multă vreme în umbră datorită sensibilității lor extrem de scăzute. Proiectarea circuitelor din anii 1970 și 1980 nu a permis încă crearea unor etape de amplificare a semnalului cu adevărat de înaltă calitate, cu zgomot redus, măsurate în sute sau zeci de microvolți; transformatoarele step-up erau principalele mijloace de amplificare a unui astfel de semnal [29] . Corectorii cu toate tranzistorii pentru capete MC, care se fac fără transformatoare de intrare, s-au răspândit abia după publicarea unui articol fundamental de către Douglas Self în decembrie 1987 [30] [com. 2] .

Caracteristicile sursei de semnal

Sensibilitate

În prima aproximare , forța electromotoare a capului magnetic este direct proporțională cu viteza deplasării transversale a acului de captare în întreaga gamă de frecvențe audio. Valorile de sensibilitate ale pașaportului diferitelor capete, exprimate în mV sau µV, sunt de obicei indicate pentru o viteză de vibrație nominală de 5 cm/s [comm. 3] ; pentru modelele produse în secolul 21, sensibilitatea variază de la 40 μV la 11 mV:

Datorită masei mai mici a sistemului în mișcare decât capetele MM, capetele MS se disting prin distorsiuni neliniare mai mici, transmisie mai bună a intervalului dinamic al semnalului înregistrat și separare mai bună a canalelor stereo [8] [39] . Din același motiv, gama lor de frecvență reproductibilă se extinde cu mult dincolo de domeniul audio, iar rezonanțelor lor de înaltă frecvență sunt concentrate la frecvențe de ordinul a 60 kHz [39] . Semnalul generat de capul MS conține o proporție relativ mare de interferențe ultrasonice nedorite și zgomot, astfel încât sistemele cu capete MS sunt mai predispuse la supraîncărcări și distorsiuni de intermodulație și sunt mai pretențioase cu privire la calitatea preamplificatorului-corector [39] .

Limite

Standardele limitează viteza maximă de vibrație a unei înregistrări de lungă durată la niveluri de 7, 10 sau 14 cm/s [comm. 4] , dar în practică aceste limite au fost încălcate sistematic, mai ales la producția de single-uri de 12 inci [35] . Conform unui studiu Shure , semnalul muzical maxim absolut înregistrat vreodată pe un LP comercial este de 38 cm/s la 2 kHz; la frecvențe joase și înalte, nivelurile de înregistrare scad la 26 cm/s la 400 Hz și 10 cm/s la 20 kHz [41] . Nivelul maxim de tensiune rms , după care se ghidează proiectanții de echipamente de înaltă calitate, este de 64 mV (40 cm / s la o sensibilitate de 8 mV) [41] .

Cel mai mare risc de supraîncărcare a unei etape fono este generat de clicuri - vibrațiile ultrasonice amortizate rapid ale acului de preluare atunci când acesta se ciocnește de o bucată accidentală de praf sau de o zgârietură. Viteza instantanee a acului într-un clic ajunge la 63 cm/s (+22 dB la nivelul nominal de 5 cm/s) [42] . Durata clicului nu depășește o milisecundă, dar supraîncărcarea sau întreruperea treptei de amplificare cauzată de acesta îl poate scoate din modul liniar pentru o lungă perioadă de timp; revenirea cascadei la modul liniar este însoțită de tonuri disonante de joasă frecvență [42] . De aceea, echipamentele de uz casnic cu o capacitate redusă de suprasarcină subliniază și agravează defectele înregistrărilor vechi, „ferăstrăuite”, în timp ce la echipamentele de înaltă calitate aceleași defecte sunt greu de observat la ureche [43] [44] . O altă sursă de suprasarcină este interferența infrasonică din cauza deformării și excentricității discurilor. La o frecvență standard de rotație de 33⅓ rpm, frecvența tonului fundamental al acestei interferențe este de 0,55 Hz, iar energia de interferență maximă este concentrată în intervalul 2–4 Hz [45] . La aceste frecvențe, conform lui Holman și Self, interferența poate ajunge la 35 mV (22 cm/s la o sensibilitate de 8 mV) [45] . Odată cu o creștere suplimentară a frecvenței, viteza de vibrație a interferenței scade brusc, dar la frecvențe de 10 ... 15 Hz, o „captură” de până la +24 dB se datorează probabil rezonanței brațului [45] .

Înregistrați zgomotele proprii

Nu există un consens cu privire la intervalul dinamic și nivelul de zgomot al unei înregistrări de fonograf, atât din cauza diferențelor în tehnicile de măsurare și prezentare a datelor, cât și din cauza variației în calitatea înregistrărilor în sine. Sursele dau valori ale intervalului dinamic de la 50 dB (1:316) pentru curse de masă de calitate scăzută la 80 dB (1:10.000) pentru înregistrări exemplare tăiate direct de înregistratoare (conform lui Douglas Self, valoarea de 80 dB este cu siguranță supraestimată). ) [44] .

Potrivit lui Apollonova și Shumova, care au considerat tehnologia clasică a anilor 1960, nivelul de zgomot al discurilor lacuite tăiate de un recorder este de −63…-69 dB în raport cu nivelul de 10 cm/s [46] . Următorul pas tehnologic, fabricarea discului metalic original [comm. 5] , înrăutățește raportul semnal-zgomot cu 6 dB și ștampila înregistrările seriale - cu încă 4 dB [46] . Astfel, nivelul de zgomot al unei plăci seriale este de −53…-59 dB în raport cu nivelul de 10 cm/s (−47…-53 dB în raport cu nivelul de 5 cm/s). În tehnologia DMM ulterioară, mai avansată , reportofonul taie înregistrarea într-un strat subțire de cupru cu granulație fină depus pe un substrat de oțel [47] . Nivelul de zgomot al unui disc de cupru, măsurat la ieșirea căii de redare de referință, este de -70 ... -72 dBA în raport cu nivelul de 8 cm / s [48] și nivelul de zgomot calculat al înregistrării în sine, fără a ține cont de „contribuția” jucătorului și corectorului, este de -72,5 …−75,5 dBA (cele mai bune valori corespund unei viteze de 45 rpm, cea mai proastă - 33⅓ rpm) [49] . Ștanțarea pe termen scurt a plăcilor folosind tehnologia DMM înrăutățește raportul semnal-zgomot cu 2...8 dB, la -62...-70 dBA [49] (-58...-66 dBA în raport cu nivel de 5 cm/s).

Preaccentuarea spectrului

Toate LP-urile produse de la sfârșitul anilor 1950 au fost și continuă să fie înregistrate cu predistorsiune RIAA [50] . La redarea unei discuri, treapta phono restabilește spectrul original al semnalului, efectuând o transformare inversă. Funcția standard care descrie această conversie este echivalentă cu conectarea a trei legături de ordinul întâi în serie: un diferențiator cu o constantă de timp de 318 µs ( frecvență de tăiere 500,5 Hz) și două filtre trece-jos cu constante de timp de 75 și 3180 µs (frecvențe de tăiere). 2122.1 și 50, 05 Hz) [51] . La o frecvență de 20 Hz, valoarea funcției, normalizată față de frecvența centrală de 1 kHz, este maximă și se ridică la +19,274 dB (câștig de 9,198 ori); odată cu creșterea frecvenței, scade monoton, iar la o frecvență de 20 kHz atinge un minim de −19,62 dB (atenuare cu un factor de 9,572) [52] . Forma complexă a curbei RIAA este un compromis care rezultă din necesitatea de a extrage calitatea maximă posibilă a sunetului din tehnologia imperfectă a înregistrării mecanice [53] . În afara domeniului audio, răspunsul în frecvență al corectoarelor nu este standardizat, dar pentru a reduce distorsiunea în părțile ulterioare ale căii de amplificare, este de dorit ca răspunsul în frecvență să scadă atât la frecvențele ultrasonice, cât și la cele infrasonice.

În 1978, Comisia Electrotehnică Internațională (IEC) a modificat răspunsul standard de frecvență de redare prin completarea curbei RIAA cu un filtru trece-înalt cu o constantă de timp de 7950 µs. Așa cum a fost conceput de dezvoltatorii standardului, noul filtru trebuia să suprime trecerea nedorită a vibrațiilor infrasonice la redarea înregistrărilor deformate; o consecință inevitabilă a corecției IEC a fost o tăiere sonoră de joasă frecvență (-3 dB la 20 Hz, −1 dB la 40 Hz) [54] [55] . Atât ascultătorii, cât și producătorii de echipamente au luat noutatea cu ostilitate. În secolul 21, marea majoritate a producătorilor de scene fono nu aplică corecția IEC, bazându-se pe presupunerea că zgomotul mecanic al unui player de calitate este neglijabil [54] . Dacă este necesară reproducerea înregistrărilor deformate, dacă zgomotul infrasunetelor atinge un nivel inacceptabil, se folosesc filtre comutabile de ordinul doi și superior [54] .

Rezistența internă

Rezistența activă a înfășurării capului magnetic și sensibilitatea acestuia sunt legate printr-o relație aproximativ liniară: cu cât mai multe spire în înfășurare, cu atât este mai mare EMF generat de aceasta [38] .

Rezistența activă a capului MS este de la 1 ohm la 160 ohmi, iar componenta inductivă a rezistenței sale totale este neglijabilă și nu necesită o atenție specială [38] . Valoarea optimă a impedanței de intrare a corectorului pentru majoritatea capetelor, cu excepția celor mai rezistente, este de 100 ohmi; pentru capete de înaltă rezistență este de preferat o impedanță de intrare de 500 ohmi [56] . Rezistența capului MS nu numai că determină propriul zgomot termic , ci este și o variabilă importantă care determină zgomotul etajului de intrare al corectorului și, ca urmare, circuitul optim al acestuia.

Rezistența activă a capetelor MM este de 430...1500 Ohm cu o inductanță de 330...720 mH pentru modelele convenționale și 800...1000 mH pentru cele DJ [57] . La frecvențe înalte, impedanța este inductivă și crește proporțional cu frecvența; în plus, componenta sa activă poate crește considerabil datorită pierderilor în circuitul magnetic [58] . Impedanța de intrare standard a corectorului MM conform DIN 45547 este de 47 kOhm, și trebuie să fie derivată cu o capacitate de 50 ... 200 pF [59] . Această capacitate a corectorului, împreună cu capacitatea firului de conectare și inductanța capului formează un circuit de calitate scăzută cu o frecvență de rezonanță de 10 ... 20 kHz [57] . Aderarea exactă la curba RIAA implică, printre altele, selectarea capacității optime de intrare pentru capul utilizat [60] ; corectorii comerciali de înaltă calitate furnizează seturi de condensatoare de intrare comutabile de utilizator în acest scop [59] . Odată cu creșterea capacității de intrare, frecvența de rezonanță scade, iar răspunsul amplitudine-frecvență pe aceasta crește [57] , dar limita superioară a lățimii de bandă a buclei la nivelul de -3 dB se modifică ușor [61] . O soluție alternativă - refuzul utilizării capacității de intrare - permite îmbunătățirea raportului semnal-zgomot cu 1 ... 2 dB, dar necesită o corecție suplimentară a distorsiunilor de frecvență care apar în circuitul de intrare [62] . Reglarea fină a filtrelor pentru un anumit cap utilizat este posibilă numai în condiții de laborator, prin urmare această tehnică nu este utilizată în corectoarele în serie [62] . Din același motiv, corectorii în care secțiunea de înaltă frecvență a curbei RIAA este implementată direct în circuitul de intrare nu și-au găsit aplicație [63] .

Zgomote intrinseci de captare

Orice rezistență în serie cu sursa de semnal, inclusiv rezistența sursei în sine, introduce propriul zgomot termic în semnal . Într-o bandă de frecvență audio fixă ​​(20 Hz ... 20 kHz), tensiunea zgomotului termic este proporțională cu rădăcina pătrată a valorii rezistenței. Tensiunea RMS a zgomotului termic la o rezistență de 1 kOhm în banda 20...20000 Hz la o temperatură de 300 K este de 575 nV; la o rezistență de 100 kΩ, crește cu un factor de 10, până la 5,75 μV, și așa mai departe [64] .

Zgomotul termic al înfășurărilor capului magnetic este un zgomot fundamental, inamovibil, care determină intervalul dinamic maxim realizabil al traseului de reproducere. Raportul dintre rezistențele înfășurării și tensiunile semnalului util pe ele este de așa natură încât zgomotul termic al capului poate fi principala sursă de zgomot pentru întreaga cale de reproducere (prin urmare, răcirea forțată a corectorului își reduce propriul zgomot, dar practic nu nu afectează raportul semnal-zgomot al sistemului în ansamblu [62] ). În sistemele cu capete MC cu rezistență scăzută (1 ... 3 Ohm), firele de conectare contribuie și ele la zgomot, în special conductoarele flexibile ultra-subțiri care conectează pickup-ul la conectorul de ieșire al playerului [65] [66] . Raportul calculat dintre semnalul util și zgomotul termic al înfășurărilor capetelor MS produse în secolul XXI este de la 64 la 91 dB [65] [com. 6] (cele mai proaste numere corespund unei combinații anormale de sensibilitate scăzută și rezistență relativ mare). Raportul semnal-zgomot al capetelor MM se încadrează în același interval, dar calcularea corectă a acestuia este dificilă din cauza naturii predominant inductive a rezistenței interne [65] .

Caracteristici, funcții, diagrame bloc ale corectoarelor

Specificații

O scenă fono de înaltă calitate trebuie să îndeplinească un set de cerințe dificil de adaptat [68] :

  • Nivel redus de zgomot propriu;
  • Absența completă a interferențelor de la sursa de alimentare și suprimarea efectivă a interferențelor electromagnetice externe ;
  • Aderența exactă la curba RIAA standard;
  • Capacitate suficientă de supraîncărcare atât în ​​domeniul de frecvență audio, cât și dincolo;
  • Nivel scăzut de distorsiune neliniară;
  • impedanță de ieșire scăzută;
  • Constanța rezistenței de intrare și a capacității de intrare în întreaga gamă de frecvență audio;
  • Sensibilitate scăzută la modificări ale proprietăților componentelor în timp;
  • Absența sau suprimarea efectivă a efectului microfonului [68] .

Unele dintre aceste cerințe sunt fundamental importante doar în cazuri speciale: constanța rezistenței de intrare este necesară în sistemele cu capete MM și nu este atât de importantă pentru capete MC; efectul de microfon și o deplasare temporală notabilă a parametrilor sunt tipice pentru amplificatoarele cu tuburi (toate tuburile îmbătrânesc și mai devreme sau mai târziu necesită înlocuire), dar nu și pentru cele cu tranzistori [14] . Cerințele privind nivelurile de zgomot, interferență, distorsiune neliniară și acuratețea urmăririi curbei RIAA sunt absolut obligatorii pentru toți corectorii. Pragul, valorile minime acceptabile ale acestor indicatori nu au fost stabilite oficial. Valorile date în standardele pentru echipamentele de uz casnic din anii 1970 și 1980 sunt depășite și inacceptabile în echipamentele secolului XXI. De exemplu, standardul IEC (IEC 60098) , care este în vigoare din 1964, permitea abaterea maximă a răspunsului în frecvență al unei înregistrări de la curba RIAA până la ±2 dB [69] . Designerii secolului al XXI-lea, de regulă, limitează abaterea maximă la nivelul de ±0,1 dB [70] , iar la calcularea filtrelor, aceștia funcționează cu sutimi de dB [71] .

Caracteristici ale corectoarelor pentru capete MS

Combinația de cerințe dificil de egalat a făcut ca proiectarea etajelor fono de înaltă calitate, împreună cu proiectarea amplificatoarelor de microfon , să fie cea mai dificilă sarcină în circuitele amplificatoarelor audio [3] . Este imposibil din punct de vedere tehnic să creați un amplificator universal de înaltă calitate compatibil cu toate tipurile de capete magnetice. Răspândirea sensibilității și a rezistenței capetelor este prea mare și, dimpotrivă, intervalele de rezistențe optime ale capului pentru soluții de circuite specifice sunt prea înguste. Ca rezultat, circuitul practic al corectorului fono este împărțit în două părți: la nivelul inferior, circuite corectoare MM relativ simple; la nivelul superior, unele mai complexe, mai solicitante în ceea ce privește calcularea modurilor și alegerea componentelor MC. circuitul corector. Corectorul MS poate fi realizat sub forma unui canal de amplificare complet separat, incompatibil cu capetele MM, dar în practică, modelele bazate pe corectori MM sunt mai frecvente [72] . Amplificarea suplimentară a semnalului în ele este implementată în două moduri:

Transformatoare de înaltă calitate pentru capete MC - compacte [comm. 7] , ușor de calculat și ieftin de fabricat produse [73] . În ceea ce privește lățimea de bandă, liniaritatea răspunsului în frecvență și distorsiunea neliniară, astfel de transformatoare nu sunt inferioare treptelor amplificatoarelor cu tranzistori [74] . În ceea ce privește zgomotul, transformatoarele câștigă cu capete cu cea mai mică rezistență, dar pentru capete MC cu rezistență relativ mare sunt de preferat amplificatoarele cu tranzistori [75] . Nu există transformatoare universale compatibile cu toate capetele MS: transformatoarele reale sunt întotdeauna optimizate pentru unul dintre cele trei sub-domenii de impedanță a capului (1,5…10, 10…50 și 50…200 Ohm) [76] . Spre deosebire de afirmațiile publicității neloiale, transformatoarele nu sunt tăcute: înfășurările lor, ca orice rezistență, generează zgomot termic, care poate degrada semnificativ nivelul de zgomot al întregului traseu de reproducere [77] . Avantajul transformatoarelor față de tranzistoare nu este în „fără zgomot” fictiv, ci în nivelul relativ scăzut de zgomot de pâlpâire de joasă frecvență (zgomot 1/f) în comparație cu zgomotul termic și în ușurința implementării unei conexiuni echilibrate rezistente la zgomot. a capului la corector [78] [79 ] .

Funcții și dispozitive auxiliare

Amplificatorii-corectori tipici ai secolului 21 sunt „cutiile negre” care implementează doar funcțiile de amplificare a semnalului și corecție a frecvenței conform standardului RIAA. Comutarea între configurațiile MM și MC, reglarea capacității de intrare și controlul câștigului în trepte, dacă sunt prevăzute de proiectare, sunt de obicei efectuate prin jumperi de pe placă . Doar câțiva producători fac aceste ajustări operaționale, aduse în spatele ( Lehmannaudio ) sau în față ( Burmester ) corectorului. Nu se găsește controlul castigului neted: această funcție este atribuită controlului de volum al preamplificatorului, la care este conectat corectorul [81] .

În era pre-digitală, corectorii echipamentelor de uz casnic erau adesea echipați cu „filtre rumble” comutabile - filtre trece -înalt de ordinul doi, cu o frecvență de tăiere de 30 ... 40 Hz [82] . Astfel de filtre nu numai că suprimă interferențele nedorite cu infrasunetele, dar introduc și distorsiuni de amplitudine și fază care sunt vizibile pentru ureche; nu sunt folosite în echipamentele secolului XXI [82] . Cea mai bună soluție, din punctul de vedere al păstrării spectrului semnalului original, este un filtru Butterworth de ordinul trei conform schemei Sallen-Kee cu o frecvență de tăiere de 20 Hz [83] . Cu cea mai bună suprimare a infrasunetelor (36 dB la 5 Hz), face o „contribuție” minimă la semnalul sonor care este imperceptibil pentru majoritatea ascultătorilor [83] .

Corectoarele profesionale de studio sunt mai complexe din punct de vedere funcțional decât majoritatea dispozitivelor de uz casnic. De exemplu, în corectorul de referință MM Neumann PUE74, care a funcționat de obicei împreună cu brațul SME 3012 și capul Shure V15V, patru blocuri structurale [84] completează circuitul de bază al filtrului activ de pe amplificatorul operațional ] . La intrarea filtrului, este inclusă o cascadă cu zgomot redus pe tranzistoare bipolare , care asigură cea mai mare parte a amplificarii semnalului (28 ... 40 dB) și în paralel cu aceasta este un urmăritor de tranzistor cu efect de câmp [comm. 8] care controlează tensiunea pe împletitura de ecranare a cablului de intrare. Ecranarea activă reduce semnificativ trecerea zgomotului de mod comun către intrarea corectorului [85] . Un filtru de respingere high-Q care suprimă interferența infrasunetelor și un egalizator parametric cu o bandă de control de joasă frecvență și două de înaltă frecvență sunt conectate în serie la ieșirea unui filtru RIAA activ, construit conform unui circuit de amplificator operațional tipic [86 ] . Sarcina sa este de a regla fin răspunsul de frecvență de la capăt la capăt al înregistrării, care determină calitatea tăierii discului original [86] .

Baza elementului

Elemente de amplificare active ale corectoarelor MM

Pentru a obține un raport semnal-zgomot acceptabil în echipamente de înaltă calitate , treapta de intrare a corectorului MM poate fi realizată pe un tranzistor bipolar cu zgomot redus , pe un tranzistor cu efect de câmp cu o joncțiune pn de control sau pe un amplificator operațional cu zgomot redus (op-amp). Conform măsurătorilor independente din 1984–2001, raportul semnal-zgomot al corectoarelor MM seriale de înaltă calitate bazate pe amplificatoare operaționale, tranzistori bipolari și cu efect de câmp se încadrează în intervalul 75-80 dBA, iar semnalul-to- raportul de zgomot al corectoarelor de studio de referință Neumann calculate folosind o metodă comparabilă este de 79 dBA [87 ] [comm. 9] . Utilizare în etapele de intrare ale tranzistoarelor MIS [88] [comm. 10] , amplificator operațional cu neutralizarea curenților de intrare [90] [comm. 11] , un amplificator operațional cu feedback de curent [91] este nedorit din cauza zgomotului ridicat.

Dintre tuburile vidate, cel mai bun raport semnal-zgomot este asigurat de triodele cu zgomot redus, încălzite indirect, cu o pantă mare a caracteristicii anod-grilă [92] . Cu cât panta este mai mare, cu atât este mai mică tensiunea de zgomot realizabilă teoretic, redusă la intrarea etapei [comm. 12] (la lămpile reale, acest indicator poate fi de două sau mai multe ori mai mare decât cel calculat din cauza excesului de zgomot din cauza materialului catodic și a calității procesului de producție [95] ). Valoarea optimă a pantei este de aproximativ 20 mA/V; creșterea sa în continuare (de exemplu, conectarea în paralel a mai multor triode) este nepractică din cauza creșterii proporționale a curentului anodic și a capacității de intrare a cascadei [97] . Triodele de putere redusă cu câștig de tensiune înaltă ( 6SL7 , ECC83 , 12AX7 și analogii lor) sunt prost potrivite pentru primele etape ale corectoarelor, atât din cauza pantei reduse, cât și din cauza capacității de intrare ridicate (100 ... 200 pF), care poate depăşi sarcinile capacităţii optime pentru capul folosit [98] . Lămpile cu incandescență directă sunt nepotrivite din cauza pantei reduse și a efectului puternic de microfon , iar pentodele într-o conexiune obișnuită, pentodă - din cauza unui nivel de zgomot mai mare decât triodele cu aceeași pantă [99] . Dimpotrivă, pentodele dintr-o conexiune cu triodă nu sunt inferioare ca nivel de zgomot față de triodele. Pentodele dezvoltate chiar la sfârșitul erei lămpii, de exemplu, 6Zh52P , au un zgomot de pâlpâire deosebit de scăzut , cu toate acestea, toate lămpile din aceste serii suferă de efectul de microfon, capacitate mare de intrare și răspândire mare a parametrilor [100] . În a doua etapă și în cele ulterioare, zgomotul lămpii sau al tranzistorului nu este atât de important: cerința pentru distorsiuni neliniare scăzute cu capacitate suficientă de suprasarcină este pe primul loc [101] .

Din punct de vedere al simplității circuitului, stabilității parametrilor săi și reproductibilitatea lor în producția de serie, cea mai bună alegere pentru construirea unui corector MM este un amplificator operațional cu zgomot redus, cu feedback de tensiune. În trecut, microcircuite specializate ULF cu zgomot redus au fost utilizate pe scară largă (de exemplu, LM381 și analogul său K548UN1), dar, pe măsură ce vânzarea echipamentelor audio a scăzut, acestea au fost întrerupte și designerii au revenit la utilizarea amplificatoarelor operaționale universale [20] . Cele mai convenabile de utilizat sunt amplificatoarele operaționale audio specializate cu trepte de intrare bipolare și curenți de polarizare de intrare de cel mult 100 nA [102] . Amplificatoarele operaționale utilizate în filtrele active trebuie să fie stabile la câștigul unitar; în circuitele bazate pe filtre pasive, pot fi utilizate și amplificatoare operaționale necompensate care sunt instabile la un câștig unitar [102] . Timp de aproape treizeci de ani [103] , alegerea optimă, în ceea ce privește combinația de caracteristici, a fost amplificatorul operațional dual bipolar NE5532 și unicul său analog [comm. 13] NE5534 [105] . Raportul semnal-zgomot al corectoarelor care utilizează NE5532 a atins 79 dBA ( NAD PP1, 1998) [106] . Coeficientul de distorsiune neliniară (K NI ) al acestui amplificator operațional, în funcție de circuitul de comutare și nivelul semnalului, variază de la 0,0005% la 0,0085% [107] ; pentru comparație, KNI-ul unui corector tipic K548UN1 este de până la 0,1% [108] . În 2007, NE5532 a fost înlocuit cu un nou lider absolut - LM4562, depășind predecesorul său în toate privințele, cu excepția densității spectrale a curentului de zgomot de intrare [109] . Pentru a reduce nivelul de zgomot, la intrarea amplificatorului operațional este conectată o cascadă diferențială cu zgomot redus pe tranzistoare discrete. Pentru a reduce distorsiunea neliniară, treapta de ieșire a amplificatorului operațional este transferată în modul pur A prin conectarea unui emițător extrem de liniar la ieșirea amplificatorului operațional .

În ceea ce privește capacitatea de suprasarcină, tuburile de vid oferă cea mai bună marjă de suprasarcină. Domeniul tensiunii amplificate liniar la ieșirea treptei lămpii este de zeci de V și în practică este limitat doar de valoarea limită a curentului furnizat sarcinii. Amplificatoarele bazate pe tranzistoare discrete pot avea si capacitate de suprasarcina mare, la nivelul amplificatoarelor cu tub. De exemplu, în corectorul preamplificatorului Technics SU9600 (1974), nivelul acceptabil al tensiunii de intrare la o frecvență de 1 kHz a fost de 900 mV. Pentru a face acest lucru, proiectanții au mărit gama de tensiuni de alimentare la destul de „tub” 160 V, cu un consum de energie corespunzător mare [110] . Dezavantajul capacității mari de suprasarcină a circuitelor tubulare și tranzistoare de „înaltă tensiune” este complexitatea și costul ridicat al sursei de alimentare . Este mult mai ușor și mai ieftin să furnizezi energie de înaltă calitate circuitelor de joasă tensiune, de joasă tensiune pe tranzistoare discrete sau op-amps.

Elemente de amplificare active ale corectoarelor MS

Pentru etapele de intrare ale corectoarelor MS, zgomotul amplificatoarelor operaționale cu zgomot redus, tranzistoarelor cu efect de câmp și triodelor cu vid este inacceptabil de mare [112] . Etapele de intrare fără transformator ale corectoarelor MS sunt aproape de necontestat construite pe tranzistoare bipolare cu zgomot redus [75] . Recordul absolut semnal-zgomot de 81 dBA este împărțit de corectorii Linn și Burmester MS , iar pentru majoritatea produselor în serie, raportul semnal-zgomot, stabilit de zgomotul primei etape, este de 65 ... 75 dBA [106] .

Cele mai bune tranzistoare cu zgomot redus disponibile pentru designerii secolului 21 sunt mici, de ordinul a 10 ohmi [comm. 14] , rezistența de bază și un factor de amplificare a curentului de cel puțin 500 [114] . Frecvența sub care domină zgomotul de pâlpâire în zgomotul tranzistorului ar trebui să fie cât mai mică posibil (nu mai mult de 500 Hz) [115] . În practică, alegerea este limitată la un set mic de instrumente specializate [116] ; înainte de lansarea lor, corectorii în serie foloseau conectarea în paralel a mai multor tranzistoare „obișnuite” cu zgomot redus, de putere redusă, în modele de amatori - tranzistoare de putere medie [117] .

Optim în ceea ce privește raportul semnal-zgomot, curentul de colector al tranzistorului de intrare este invers proporțional cu rezistența sursei de semnal [118] . Pentru capete MS cu rezistență scăzută, selectarea curentului optim este imposibilă (rezistența acestor capete este prea mică în comparație cu rezistența bazei tranzistorului), de aceea este indicat să conectați capete cu o rezistență sub 20 Ohm la corectorul printr-un transformator step-up [75] . Pentru capete MS cu rezistență ridicată, curentul optim al colectorului este de 100 µA sau mai mult; astfel de capete sunt conectate direct la intrarea etajului tranzistorului [75] . Pentru capete MM, alegerea modului este complicată de faptul că impedanța de ieșire a capului variază pe o gamă largă de frecvență, de la aproximativ 700 Ω la 20 kΩ [119] . În anii 1980, a fost imposibil să se selecteze curentul optim pentru acest interval de rezistență (curentul calculat s-a dovedit a fi inacceptabil de scăzut), astfel încât proiectanții au fost forțați să aleagă valori mai mari, neoptimale [120] . Când se folosesc tranzistori mai avansati de dezvoltare ulterioară, curenții optimi sunt de ordinul a 100 μA [121] .

Componente pasive

Alegerea condensatoarelor , rezistențelor și firelor pentru echipamentele de vârf  este un subiect controversat, controversat, supraîncărcat cu promisiuni publicitare și evaluări subiective [122] . Din punct de vedere al datelor obiective, reproductibile instrumental, alegerea componentelor urmează o serie de principii simple.

Pentru a reduce zgomotul termic al rezistențelor prin care trece curentul alternativ al semnalului audio, valorile acestora trebuie alese atât de scăzute cât permit dispozitivele active selectate [123] [124] [comm. 15] . Pentru a reduce zgomotul excesiv al rezistențelor prin care curge curentul continuu, distorsiunile neliniare și dependența de temperatură , sârmă înfăşurată [125] , bor-carbon [126] și rezistoare cu peliculă metalică [125] [126] sunt preferate (inclusiv, cu rezerve [com. 16] , rezistențe de montare pe suprafață cu peliculă subțire [128] ). Cu cât puterea nominală este mai mare, cu atât zgomotul în exces este mai mic, toate celelalte lucruri fiind egale [129] . Rezistoarele de carbon, compozite, oxid de metal (inclusiv rezistențele de suprafață cu peliculă groasă) sunt inacceptabile în echipamentele de înaltă calitate [130] .

În lanțurile de sincronizare ale corectoarelor, se utilizează polistiren de înaltă calitate , polipropilenă , fluoroplastic (" Teflon "), iar pentru denumiri mici - condensatori de mică ; în ceea ce privește precizia inițială și stabilitatea capacității, se preferă condensatoarele din polistiren [131] [132] . Condensatoarele ceramice de înaltă calitate cu TKE scăzut sunt potrivite pentru circuitele de corecție a amplificatorului operațional de înaltă frecvență, iar condensatoarele din poliester ( tereftalat de polietilenă ) sunt nedorite din cauza distorsiunilor neliniare relativ mari [133] [132] . Condensatorii electrolitici sunt inacceptabili în circuitele de temporizare, indezirabili la intrarea primei trepte a corectorului, dar pot fi utilizați ca condensatori interstage, cu condiția ca frecvența de tăiere a filtrului RC interstage să fie mult mai mică de 20 Hz [134] [135] . Zgomotul inerent al unui condensator electrolitic este minim atunci când tensiunea constantă aplicată plăcilor este de 20 ... 50% din valoarea nominală [134] .

Cel mai bun material conductor este cuprul electric obișnuit [136] . Utilizarea argintului nu oferă avantaje tangibile obiectiv [137] . Placarea conectorilor cu aur le îmbunătățește rezistența la coroziune , dar este durabilă numai atunci când stratul de aur este separat de baza de cupru printr-un strat de nichel [138] . Majoritatea producătorilor aplică aur direct cuprului, ceea ce duce rapid la înnegrirea „aurului” [139] .

Circuitul de filtru RIAA

Egalizarea de frecvență conform standardului RIAA poate fi implementată atât cu filtre active , cât și cu filtre pasive și combinații de două tipuri de filtre. Alegerea dintre filtrele active și cele pasive este determinată, în primul rând, de tipul de dispozitive de amplificare alese.

Filtrele pasive necesită câștiguri de semnal mai mari decât filtrele active la intrarea unui circuit dependent de frecvență; ele operează cu tensiuni de semnal mai mari și, prin urmare, solicită mai mult capacitatea de suprasarcină a treptelor de amplificare. De exemplu, pentru a oferi un câștig tipic de 40 dB la 1 kHz pentru egalizatoarele MM, câștigul total al etapelor care deservesc filtrul pasiv trebuie să fie de cel puțin 60 dB pe întregul interval de frecvență audio [140] . În plus, reproducerea exactă a curbei RIAA de către un filtru pasiv presupune că impedanța de sarcină de intrare a filtrului este suficient de mare și constantă pe întregul interval de frecvență audio (în acest caz, abaterea realizabilă de la standard poate fi vizibil mai mică decât în un filtru activ folosind componente pasive echivalente [141] ) . Aceste condiții sunt cel mai bine satisfăcute de triode cu vid [140] .

Filtrele active funcționează cu tensiuni de semnal mai mici decât filtrele pasive: tensiunea maximă a semnalului în orice punct al filtrului activ este egală cu tensiunea de ieșire a acestuia. Prin urmare, filtrele active sunt mai puțin susceptibile la supraîncărcări și pot fi implementate pe orice bază de element. Totuși, reproducerea fidelă a curbei RIAA implică un câștig mare în buclă deschisă; în practică, această cerință este îndeplinită de singura opțiune - un amplificator operațional integrat sau discret, acoperit de un feedback negativ serial dependent de frecvență .

Filtrele active cu feedback paralel sunt mai ușor de calculat și mai rezistente la suprasarcina „clic”, dar nu sunt utilizate în echipamente de înaltă calitate datorită nivelului ridicat de zgomot [142] . Când capul MM este conectat direct la intrarea unui astfel de filtru, nivelul de zgomot la ieșire este mai mare decât nivelul de zgomot la ieșirea unui filtru cu feedback secvenţial, cu 13 ... 15 dB, în octavele inferioare ale domeniul audio, diferența depășește 30 dB [22] [142] . Pentru ureche, zgomotul unui filtru de feedback paralel este perceput ca un zumzet de joasă frecvență, zgomotul unui filtru de feedback în serie este perceput ca un șuierat liniștit de înaltă frecvență [143] . Singura modalitate de a reduce zgomotul unui filtru de feedback paralel este de a conecta o etapă suplimentară de amplificare cu impedanță scăzută între intrarea sa și bornele capului [144] .

Filtru activ cu feedback secvenţial

Un corector MM tipic ieftin, dar în același timp suficient de de înaltă calitate, este construit pe un singur amplificator operațional cu zgomot redus, cu intrări bipolare (A1), acoperit de un circuit de feedback dependent de frecvență.

Brațul superior al circuitului OOS Z, care determină răspunsul în frecvență al corectorului în regiunea frecvenței audio, poate fi construit în diferite moduri. În practică se folosesc patru configurații (lanțuri A, B, C și D după Lipschitz), dintre care lanțul A este cel mai răspândit [145] . Toate opțiunile sunt echivalente din punct de vedere electric, totuși, numai circuitele A și D pot fi construite pe un singur condensator din seria E24 , în timp ce circuitul A este mai ușor de calculat [146] . Circuitul B este cel mai dificil în calculul și selecția componentelor, dar a fost utilizat pe scară largă și în amplificatoarele seriale din anii 1970 [147] . Circuitul A este mai convenabil decât alții la reglarea fină a răspunsului în frecvență, dar în practică acest lucru nu contează. Respectarea exactă la standard este asigurată nu prin acordare, ci doar prin acuratețea calculului și selecției capacităților și rezistențelor [148] . Pentru ca răspunsul în frecvență al circuitului A să devieze de cel calculat cu cel mult 0,1 dB, valorile rezistenței reale ar trebui să difere de cele calculate cu cel mult 2%, valorile capacității - cu cel mult decât 0,8 ... 1,2% [149 ] . O astfel de precizie este teoretic realizabilă atunci când se utilizează componente individuale de precizie din seria E96 și practic numai cu un set de R1 și R2 din mai multe rezistențe conectate în paralel din seria E12 sau E24 [150] .

Rezistența R0 stabilește câștigul maxim al filtrului activ și nu este direct implicată în formarea răspunsului în frecvență. Zgomotul termic R0 aplicat direct la intrarea inversoare a amplificatorului operațional poate înrăutăți considerabil raportul semnal-zgomot al corectorului, astfel încât valoarea lui R0 este aleasă cât mai scăzută, de ordinul a 200 Ω [151] . În practică, de regulă, un condensator mare C0 este conectat în serie cu R0, ceea ce împiedică amplificarea frecvențelor infrasonice și a tensiunii continue. Pentru ca distorsiunea răspunsului în frecvență introdus de acesta să nu depășească 0,1 dB, frecvența de tăiere a circuitului R0C0 nu trebuie să depășească 3,3 Hz [152] . Utilizarea circuitului R0C0 pentru a forma ramura de joasă frecvență a curbei RIAA este inacceptabilă din cauza distorsiunilor neliniare vizibile introduse de condensatorii electrolitici și a unei răspândiri semnificative a valorilor acestora [153] . Condensatorul de ieșire Cout, de preferință polipropilenă, este necesar datorită tensiunii continue semnificative care apare la ieșirea amplificatorului operațional [154] . În circuitele bazate pe amplificatoare operaționale cu curenți de intrare mari, de ordinul a câteva sute de nA, poate fi necesar și un condensator de izolație de intrare pentru a bloca fluxul curentului de intrare al amplificatorului operațional prin înfășurările capului [155] . Este pertinent de remarcat aici că există un efect al unui curent minim prin conectorul electric pentru a menține conexiunea în starea definită de documentația sa tehnică [156] [157] ( link-uri în engleză ). Prin urmare, prezența unei componente constante în semnalele slabe care au conexiuni mecanice în cale poate fi utilă (presupunând că un curent continuu mic nu duce la polarizarea înfășurării sau la alte efecte negative); sau conexiunile trebuie făcute permanente ( lipire , sudură ).

La frecvențele ultrasonice, curba RIAA ideală se înclină monoton cu o abruptă de 20 dB pe deceniu, dar într-un circuit de filtru activ de bază câștigul nu scade niciodată sub unitate [70] . Într-un egalizator tipic cu un câștig de 1 kHz de 35 dB, frecvența calculată la care filtrul degenerează într-un adept este de 118 kHz [70] . Eroarea pe care o introduce acest zero al funcției de transfer nu depășește 0,1 dB în domeniul audio și, prin urmare, nu necesită nicio corecție [70] . Dacă câștigul filtrului la o frecvență de 1 kHz este de 30 dB sau mai puțin, atunci frecvența zero este redusă atât de mult încât abaterea răspunsului la frecvență devine vizibilă auditiv [70] . Pentru a compensa această eroare, un filtru pasiv pasiv de ordinul întâi (R3C3) este pornit la ieșirea amplificatorului operațional cu o frecvență de tăiere exact egală cu frecvența zero de înaltă frecvență, de exemplu, 63 kHz pentru Ku = 30 dB [152] .}

Filtru activ-pasiv bazat pe filtru activ

Un număr de configurații combinate de corector activ-pasiv sunt descrise în literatură, care diferă în distribuția constantelor de timp ale curbei RIAA între legăturile active și pasive. Cea mai comună configurație [158] [159] repetă circuitul de filtru activ discutat mai sus cu compensare zero de înaltă frecvență, cu trei modificări semnificative:

Dezavantajul acestei configurații (ca și în cazul tuturor circuitelor pasive) este necesitatea unei amplificari mai mari a componentelor de înaltă frecvență și ultrasunete ale semnalului de intrare [158] . Pe de o parte, aceasta îngustează marja de suprasarcină (cu 18 dB la o frecvență de 20 kHz, cu 34 dB la o frecvență de 100 kHz) [161] . Pe de altă parte, acest lucru înăsprește cerințele pentru viteza și marja câștigului buclei a amplificatorului operațional și creează posibilitatea unor distorsiuni neliniare și de intermodulație inacceptabil de mari la frecvențe înalte [161] . Prin urmare, în proiectele practice, câștigul filtrului activ este redus în mod deliberat la 20...30 dB pe 1 kHz, iar 10...20 dB de câștig lipsă sunt asigurați de treapta de ieșire [162] .

Filtru pasiv în două etape

Cel mai simplu corector cu filtrare pur pasivă este format din două etape de amplificare bazate pe triode sau amplificatoare operaționale, între care este conectat circuitul RC al unui filtru pasiv RIAA [141] . În practică predomină filtrele derivate din lanțurile B și C după Lipschitz [163] [164] (N1 și N2 după Young [141] ). În aceste configurații, scara de atenuare a semnalului amplificat de treapta anterioară este stabilită de rezistența R1 „deconectată” de la miezul circuitului RC, în timp ce cel puțin una dintre capacități este întotdeauna conectată la firul comun [163] [ 164] . La corectoarele cu tuburi se folosește aproape fără alternativă un circuit de tip C, ceea ce simplifică semnificativ calculul filtrului, corectat pentru capacitățile Miller ale lămpilor și capacitățile parazite ale instalației [164] . Pe lângă capacitățile enumerate, răspunsul în frecvență al unui dispozitiv real depinde și de impedanța de ieșire a primei trepte și de impedanța de intrare a celei de-a doua etape. În corectoarele op-amp, aceste rezistențe practic nu afectează acuratețea respectării standardului. În corectoarele bazate pe triode, acestea nu pot fi neglijate, iar influența lor este compensată prin reglarea rezistențelor și capacităților filtrului [165] .

Distribuția câștigului total între cele două etape este o problemă care nu are o soluție unică. Din punctul de vedere al minimizării zgomotului, este de preferat să se concentreze întregul sau aproape întregul câștig (50…60 dB) în prima etapă, dar această etapă va fi inevitabil supusă supraîncărcărilor [166] . Din punct de vedere al capacității de suprasarcină, este de preferat o distribuție aproximativ egală a câștigului între etape - cu prețul unei deteriorări a raportului semnal-zgomot [166] . Atât suprasarcinile, cât și zgomotul unor astfel de circuite apar în primul rând la frecvențe înalte [166] . Din cauza incapacităţii de optimizare atât a nivelului de zgomot, cât şi a capacităţii de suprasarcină, autori independenţi (Douglas Self [167] , Morgan Jones [164] ) nu recomandă utilizarea unui circuit în două etape nici în circuitele tranzistoare sau tubulare; Companiile de amplificatoare operaționale audio ( Analog Devices [168] , Sonic Imagery [169] , Texas Instruments [170] ), dimpotrivă, o preferă.

Filtru pasiv în trei etape

În corectoarele de acest tip, filtrarea frecvenței este distribuită între două filtre RC pasive, dintre care unul implementează una dintre cele trei constante de timp, celălalt implementează două constante de timp ale standardului RIAA. Setul minim de trepte active care „servesc” aceste circuite constă din două amplificatoare de tensiune și un adept de tensiune de ieșire. În mod ideal, toate componentele corectorului sunt interconectate direct, fără utilizarea condensatoarelor de cuplare (o astfel de soluție este posibilă din punct de vedere tehnic nu numai în tranzistor, ci și în circuitul lămpii, unde în practică este utilizat un circuit în trei trepte) [171] ; în același timp, tensiunea de polarizare a primului amplificator operațional este amplificată de zeci până la sute de mii de ori și nu mai poate fi neglijată. Alegerea amplificatoarelor operaționale integrate, simultan cu o tensiune de polarizare scăzută și cu parametri de sunet buni ( TO NI , capacitate de suprasarcină, rată de variare a tensiunii de ieșire), va fi o dificultate suplimentară.

La fel ca și în cazul corectorilor activ-pasivi, există multe modalități de a distribui trei constante de timp între două circuite RC, dar doar unul dintre ele are importanță practică [172] . În această configurație, un filtru trece-jos simplu RC cu o constantă de timp de 75 µs este pornit între prima și a doua etapă, iar formarea ramului de frecvență joasă a răspunsului în frecvență cu constante de timp de 3180 și 318 µs este atribuit circuitului RC conectat între treapta a doua și a treia [172] . Astfel de circuite sunt cel mai puțin susceptibile la suprasarcini la frecvențe înalte: în „amonte” se află filtrul trece-jos, care formează ramura de înaltă frecvență a răspunsului în frecvență, cu atât tensiunea de interferență este mai mică la intrările treptei a doua și a treia. [165] . Și, dimpotrivă, cu cât este mai departe de intrare circuitul RC zgomotos, care formează ramura de frecvență joasă a răspunsului în frecvență, cu atât nivelul zgomotului propriu al corectorului este mai scăzut („contribuția” de zgomot a celui mai simplu low- filtrul de trecere poate fi ușor redus la valori neglijabile) [159] .

Filtre corectoare de echilibru

Toate configurațiile anterioare ale filtrelor au presupus amplificarea tradițională a semnalului monofazat. În canalele de amplificare complet echilibrate, cu două faze, filtrarea pasivă este implementată cel mai simplu într-o schemă în două sau trei etape. Pentru a converti un filtru RC monofazat, asimetric, într-unul complet echilibrat, este suficient să împărțiți rezistența filtrului în două jumătăți, între care capacitatea filtrului este pornită. Tensiunile antifazate de ieșire sunt îndepărtate de pe plăcile acestei capacități [173] .

Comentarii

  1. ↑ 1 2 3 Circuitul de reacție a tensiunii paralele este conectat la intrarea amplificatorului în paralel cu semnalul de intrare și șuntează direct curentul de intrare al sursei de semnal (de unde feedback -ul shunt englezesc ). Dezavantajul fundamental al unui sistem de operare paralel este necesitatea de a include un semnal de intrare cu rezistență relativ mare în circuit, care generează inevitabil zgomot termic . Circuitele cu reacție de tensiune în serie , în care ieșirea circuitului de reacție este conectată în serie cu sursa de semnal, nu prezintă acest dezavantaj.
  2. ↑ Douglas Self. Design de preamplificatoare cu bobină mobilă // Electronics & Wireless World. - 1987. - Nr. 12.
  3. ↑ În acest context, nu contează dacă vorbim de indicatori instantanei sau RMS. În ambele cazuri, tensiunea este direct proporțională cu viteza de vibrație
  4. ↑ Prima cifră se referă la înregistrările stereo conform GOST 7893-72, a doua - la monofonică conform aceluiași GOST, a treia - la specificațiile adoptate în URSS în 1978 [40] . Standarde similare din industrie au fost aplicate și în țările occidentale (de unde provin echipamentele folosite în URSS de Ortofon și Georg Neumann)
  5. ↑ Autorii nu precizează dacă vorbim despre primul original (negativ) sau al doilea (pozitiv). În ceea ce privește semnificația și raportul numerelor, acesta este al doilea original (pozitiv)
  6. ↑ Valori neponderate în banda 20-20000 Hz. Utilizarea unui filtru de ponderare de tip A reduce valorile calculate cu 4,4 dB [67]
  7. ↑ Lungimea și lățimea miezului unui transformator MC tipic nu este mai mare de 20 mm [73]
  8. ↑ Utilizarea unui tranzistor bipolar în acest rol ar duce la o dublare a puterii curente de zgomot la intrarea corectorului. Zgomotul curent al tranzistorului cu efect de câmp este atât de mic încât practic nu afectează zgomotul căii audio.
  9. ↑ Valoarea raportului semnal-zgomot depinde atât de metoda de prezentare a datelor (zgomot neponderat sau ponderat, alegerea unui nivel nominal de 5, 8 sau 10 cm/s etc.), cât și de impedanța sursa semnalului. Cifrele sunt date pentru un echivalent standard de cap magnetic cu o impedanță de 1 kΩ + 500 mH relativ la o viteză de vibrație nominală de 5 cm/s [87] .
  10. ↑ Zgomotul de canal al unui tranzistor MOS este comparabil cu zgomotul de canal al unui tranzistor de joncțiune pn, dar, în plus, tranzistoarele MOS sunt caracterizate printr-un nivel inacceptabil de ridicat de zgomot de pâlpâire de joasă frecvență [89] . În secolul XXI, situația nu s-a schimbat [88] .
  11. ↑ Amplificatoarele operaționale cu zgomot redus cu neutralizarea curenților de intrare își realizează capacitățile numai atunci când rezistențele surselor de semnal ale ambelor intrări ale amplificatorului operațional sunt aceleași. Odată cu asimetria circuitelor de intrare, inevitabilă în corectoare, nivelul de zgomot al amplificatorului operațional crește semnificativ [90] .
  12. ↑ Rezistența echivalentă a zgomotului intratub al triodei (Resh) este invers proporțională cu abruptul caracteristicii sale anod-grilă la punctul de funcționare. De exemplu, Resh-ul unei triode cu o transconductanță de 12 mA/V este de aproximativ 250 ohmi [93] . O astfel de triodă face zgomot în același mod în care ar face zgomot un dispozitiv ideal fără zgomot, în circuitul de intrare al căruia este inclus un generator de zgomot termic - o rezistență suplimentară de 250 Ω [93] . Densitatea de zgomot a unei astfel de triode redusă la intrare este de 2 nV / Hz, tensiunea de zgomot redusă la intrare în banda 20 ... 20000 Hz este de 0,28 μV. Pentru comparație, pentru pentodul de sunet cu zgomot redus EF86 (6Zh32P), acești indicatori calculați în modul normal sunt 8 nV / Hz și 1,14 μV [94] . Tensiunea de zgomot reală a EF86, conform dezvoltatorului ( Mullard ), este de până la 2,8 μV [95] . În treptele lămpii cu rezistențe, zgomotul de împușcare de la sarcinile anodice are, de asemenea, o contribuție semnificativă [96] .
  13. ↑ NE5534 este un analog, dar nu o copie exactă a „jumătății” NE5532. NE5532 este stabil la câștig de unitate; NE5534 fără capacitatea de corecție externă este stabil doar la un câștig de 3 sau mai mult [104]
  14. ↑ Recordul absolut între tranzistoarele unice (Rb ≈ 2 Ohm), din 2010, a aparținut tranzistorului întrerupt (și nu a fost înlocuit cu nimic) 2SB737 [113] .
  15. ↑ O excepție o reprezintă circuitele OS paralele ale filtrelor active conectate direct la capete de înaltă rezistență. Rezistența acestor circuite, dimpotrivă, ar trebui să fie mare [22] . Cu toate acestea, datorită raportului semnal-zgomot care este mai rău decât cel al configurațiilor alternative, filtrele active cu sistem de operare paralel nu sunt practic utilizate în circuitele moderne.
  16. ↑ Distorsiunile neliniare ale rezistențelor cu cip cu peliculă subțire sunt minime la dimensiuni mari (0805, 1206) și rezistențe relativ scăzute (100 Ohm ... 7 kOhm). Odată cu creșterea rezistenței și cu scăderea dimensiunii, distorsiunile neliniare cresc semnificativ [127] .

Note

  1. ↑ Suhov, 1985 , p. 59, 62.
  2. ↑ Jones, 2003 , pp. 548, 621. Ambele valori sunt limita de tensiune RMS.
  3. ↑ 12 Morgan , 2012 , p. 646.
  4. ↑ Jung, 2005 , p. 2005.
  5. ↑ 1 2 Degrell, 1982 , p. 56.
  6. ↑ 1 2 Degrell, 1982 , p. 57.
  7. ↑ 1 2 Suhov, 1985 , p. 61.
  8. ↑ 1 2 3 Hood, 1997 , p. 206.
  9. ↑ 1 2 Manual tub de recepție RCA. - RCA, 1966. - P. 25-17.
  10. ↑ Hood, 1997 , pp. 203, 202 (fig.10.3.a).
  11. ↑ Hood, 1997 , pp. 204-205.
  12. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , p. 184.
  13. ↑ 1 2 Suhov, 1985 , p. 77.
  14. ↑ 1 2 3 Jones, 2003 , p. 520.
  15. ↑ Suhov, 1985 , p. 77-78.
  16. ↑ 1 2 Suhov, 1985 , p. 79-81.
  17. ↑ Hood, 1997 , pp. 205-206.
  18. ↑ Sine, 2010 , p. 187.
  19. ↑ Suhov, 1985 , p. 82.
  20. ↑ 12 Hood , 1995 , p. 127.
  21. ↑ Suhov, 1985 , p. 82-83.
  22. ↑ 1 2 3 H. P. Walker. Amplificatoare audio cu zgomot redus // Wireless World. - 1972. - Nr. mai. - P. 233-237.
  23. ↑ Howard, 2009 , p. 2.
  24. ↑ Lipschitz, 1979 , p. 2.
  25. ↑ Sine, 2010 , p. 175.
  26. ↑ Jones, 2003 , pp. 599.
  27. ↑ Hood, 1997 , p. 212.
  28. ↑ White și Louie, 2005 , p. 487.
  29. ↑ Vogel, 2008 , p. 183.
  30. ↑ Vogel, 2008 , pp. 183-184.
  31. ↑ Sine, 2014 , pp. 214, 215.
  32. ↑ Vogel, 2008 , p. 6.
  33. ↑ 1 2 Self, 2014 , pp. 216, 245.
  34. ↑ Jones, 2003 , pp. 548, 621.
  35. ↑ 1 2 Self, 2014 , p. 211.
  36. ↑ Sine, 2010 , p. 207.
  37. ↑ Sine, 2014 , pp. 329, 330.
  38. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , p. 329.
  39. ↑ 1 2 3 White și Louie, 2005 , p. 61.
  40. ↑ Arshinov, V. Gramophone records. Standarde de stat // Radio. - 1977. - Nr 9 . - S. 42-44 .
  41. ↑ 1 2 Self, 2014 , p. 212.
  42. ↑ 12 Jones , 2003 , p. 521.
  43. ↑ Jones, 2003 , p. 522.
  44. ↑ 1 2 Self, 2014 , p. 207.
  45. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , p. 208.
  46. ↑ 1 2 Apollonova și Shumova, 1978 , p. 113-114.
  47. ↑ Vogel, 2008 , p. 125.
  48. ↑ Vogel, 2008 , pp. 126-127.
  49. ↑ 12 Vogel , 2008 , p. 139.
  50. ↑ Copeland, P. Manual of Analogue Sound Restoration Techniques  : [ arh. 22 decembrie 2015 ]. - Biblioteca Britanică, 2008. - P. 148, 150.
  51. ↑ Vogel, 2008 , pp. 11-12.
  52. ↑ Vogel, 2008 , pp. 12-13.
  53. ↑ Galo, G. Disc Recording Equalization Demystified // Jurnalul ARSC. - 1996. - P. 44-54.
  54. ↑ 1 2 3 Jones, 2003 , p. 516.
  55. ↑ Sine, 2010 , p. 166.
  56. ↑ Sine, 2014 , p. 330.
  57. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , p. 182.
  58. ↑ Sine, 2014 , p. 311.
  59. ↑ 1 2 Self, 2014 , p. 256.
  60. ↑ Suhov, 1985 , p. 61, 89-90.
  61. ↑ Suhov, 1985 , p. 89.
  62. ↑ 1 2 3 Vogel, 2008 , p. 169.
  63. ↑ Suhov, 1985 , p. 90-91.
  64. ↑ Vogel, 2008 , p. 22.
  65. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , p. 331.
  66. ↑ Jones, 2003 , p. 519.
  67. ↑ Sine, 2014 , p. 319.
  68. ↑ 12 Jones , 2003 , pp. 520-523.
  69. ↑ Apollonova și Shumova, 1978 , p. cincizeci.
  70. ↑ 1 2 3 4 5 Self, 2010 , p. 169.
  71. ↑ Vogel, 2008 , Capitolul 8. Rețele RIAA.
  72. ↑ 12 Vogel , 2008 , p. 181.
  73. ↑ 1 2 Baxandall, 2013 , p. 2.142.
  74. ↑ Vogel, 2008 , pp. 107, 110.
  75. ↑ 1 2 3 4 Vogel, 2008 , p. 44.
  76. ↑ Vogel, 2008 , p. 107.
  77. ↑ Vogel, 2008 , p. 106.
  78. ↑ Vogel, 2008 , p. 190.
  79. ↑ Baxandall, 2013 , p. 2.143.
  80. ↑ Vogel, 2008 , pp. 144-146.
  81. ↑ Sinele, 2008 , p. 163.
  82. ↑ 1 2 Self, 2008 , p. 138.
  83. ↑ 1 2 Self, 2008 , pp. 201-202.
  84. ↑ Vogel, 2008 , pp. 127, 144, 145.
  85. ↑ Vogel, 2008 , p. 144.
  86. ↑ 12 Vogel , 2008 , pp. 144, 145.
  87. ↑ 12 Vogel , 2008 , p. 142.
  88. ↑ 12 Vogel , 2008 , p. 55.
  89. ↑ Suhov, 1985 , p. 68.
  90. ↑ 1 2 Self, 2010 , p. 97.
  91. ↑ Vogel, 2008 , p. 86.
  92. ↑ Jones, 2003 , pp. 536.
  93. ↑ 12 Vogel , 2008 , p. 72.
  94. ↑ Vogel, 2008 , p. 74.
  95. ↑ 12 Jones , 2003 , p. 534.
  96. ↑ Vogel, 2008 , p. 76.
  97. ↑ Jones, 2003 , pp. 534-536, 557.
  98. ↑ Jones, 2003 , pp. 529, 537.
  99. ↑ Jones, 2003 , p. 533-534, 536.
  100. ↑ Blencowe, 2016 , p. 240.
  101. ↑ Jones, 2003 , p. 561.
  102. ↑ 12 Jung , 2005 , p. 438.
  103. ↑ Sine, 2010 , p. 123.
  104. ↑ Sine, 2010 , p. 98.
  105. ↑ Sinele, 2010 , pp. 95, 115, 119.
  106. ↑ 12 Vogel , 2008 , p. 143.
  107. ↑ Sinele, 2010 , pp. 104-106.
  108. ↑ Suhov, 1985 , p. 84.
  109. ↑ Sinele, 2010 , pp. 121-124.
  110. ↑ Sinele, 2010 , pp. 187-186.
  111. ↑ 2SC2240 Aplicații pentru amplificator audio cu zgomot redus (fișă de date) // Fișe de date Toshiba . - 2003. - P. 4.
  112. ↑ Vogel, 2008 , pp. 75-78.
  113. ↑ Sine, 2010 , p. douăzeci.
  114. ↑ Vogel, 2008 , p. 43.
  115. ↑ Suhov, 1985 , p. 64.
  116. ↑ Vogel, 2008 , pp. 44-48.
  117. ↑ Hood, 1997 , p. 207.
  118. ↑ Suhov, 1985 , p. 67, ultima formulă de pe pagină la L=0.
  119. ↑ Vogel, 2008 , p. 28.
  120. ↑ Suhov, 1985 , p. 67-68.
  121. ↑ Vogel, 2008 , p. 29.
  122. ↑ Sinele, 2010 , pp. 33-34.
  123. ↑ Suhov, 1985 , p. 69.
  124. ↑ Sinele, 2010 , pp. 170, 189.
  125. ↑ 1 2 Self, 2010 , p. 46.
  126. ↑ 1 2 Suhov, 1985 , p. 76.
  127. ↑ Sine, 2010 , p. cincizeci.
  128. ↑ Sine, 2010 , p. 44.
  129. ↑ Sine, 2010 , p. 47.
  130. ↑ Sinele, 2010 , pp. 42-47.
  131. ↑ Sine, 2010 , p. 55.
  132. ↑ 12 Jung , 2005 , p. 435.
  133. ↑ Sinele, 2010 , pp. 52, 55.
  134. ↑ 1 2 Suhov, 1985 , p. 76-77.
  135. ↑ Sinele, 2010 , pp. 52, 60.
  136. ↑ Sine, 2010 , p. 35.
  137. ↑ Sine, 2010 , p. 34.
  138. ↑ Sinele, 2010 , pp. 35, 36.
  139. ↑ Sine, 2010 , p. 36.
  140. ↑ 12 Vogel , 2008 , pp. 228-229.
  141. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , p. 443.
  142. ↑ 1 2 Self, 2010 , p. 171.
  143. ↑ Hood, 1997 , p. 201.
  144. ↑ Aleksenko, 1985 , p. 218-219, fig. 7.12.
  145. ↑ Lipschitz, 1979 , pp. 4, 37.
  146. ↑ Lipschitz, 1979 , pp. 15, 16.
  147. ↑ Lipschitz, 1979 , p. douăzeci.
  148. ↑ Lipschitz, 1979 , pp. 17, 27.
  149. ↑ Sinele, 2010 , pp. 175-178.
  150. ↑ Sinele, 2010 , pp. 168, 178.
  151. ↑ Sinele, 2010 , pp. 169, 170.
  152. ↑ 1 2 Self, 2010 , p. 170.
  153. ↑ Sine, 2010 , p. 167.
  154. ↑ Jung, 2005 , p. 438, 441.
  155. ↑ Jung, 2005 , p. 441.
  156. ↑ allaboutcircuits.com . Preluat la 26 august 2017. Arhivat din original la 26 august 2017.
  157. ↑ Curent de umectare - Wikipedia . Preluat la 26 august 2017. Arhivat din original la 19 august 2017.
  158. ↑ 1 2 Self, 2010 , p. 172.
  159. ↑ 12 Vogel , 2008 , p. 238.
  160. ↑ Vogel, 2008 , p. 239.
  161. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , pp. 172-174.
  162. ↑ Vogel, 2008 , pp. 190, 240.
  163. ↑ 12 Hood , 1997 , p. 203.
  164. ↑ 1 2 3 4 Jones, 2003 , p. 525.
  165. ↑ 12 Jones , 2003 , p. 527.
  166. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , p. 445.
  167. ↑ Sine, 2010 , p. 174.
  168. ↑ Jung, 2005 , p. 444.
  169. ↑ Richard Ian Doporto. Preamp fono RIAA egalizat pasiv  : [ arh. 16 ianuarie 2017 ] // Sonic Imagery Labs. Note de aplicare a produselor audio profesionale. - 2013. - Nr AN-13 (martie).
  170. ↑ LME49860 44V Dual High Performance, High Fidelity Audio Operational Amplificator  : [ arh. 16 ianuarie 2017 ] // Texas Instruments. - 2007. - Nr SNAS389B (iunie). — P. 2.
  171. ↑ Jones, 2003 , p. 528.
  172. ↑ 12 Jones , 2003 , p. 526.
  173. ↑ Vogel, 2008 , p. 250.

Surse