Amplificator operațional cu feedback de curent

Amplificator operațional cu feedback de curent ( op-amp cu TOC [1] , op- amp TOC ), mai rar amplificator cu transimpedanță - un amplificator electronic cu două intrări, a cărui intrare inversoare, utilizată de obicei pentru feedback negativ , are o rezistență de intrare scăzută și este controlat de curent , nu de tensiune , așa cum este obișnuit în amplificatoarele operaționale clasice (amplificatoare operaționale) cu o intrare diferențială .

Principalul avantaj al amplificatorului operațional TOS față de amplificatoarele operaționale clasice cu feedback negativ de tensiune (NFB) este viteza mare, și anume: rată mare de slew (până la 9 V / ns în circuitele integrate comerciale [2] ), timp scurt de stabilire și mare lățime de bandă . Frecvența de tăiere a unui TOS OA serial într-un circuit cu un OOS variază de la 100 MHz la 2 GHz - depinde numai de rezistența circuitului OOS și de capacitatea de corecție încorporată și practic nu depinde de câștigul specificat [3 ] . Frecvența semnalului de putere maximă a amplificatorului operațional TOC este de obicei aceeași cu frecvența de tăiere a semnalului mic și o depășește pe cea a unui amplificator operațional clasic. Distorsiunea neliniară a amplificatorului operațional TOS la frecvențe înalte este mai mică decât cea a amplificatorului operațional clasic [3] .

Performanța la viteză mare este obținută prin asimetria și simplitatea circuitului a etajului de intrare și, ca urmare, precizie scăzută [4] . OU TOS sunt utilizate în principal pentru amplificarea și filtrarea semnalelor în dispozitive de bandă largă la frecvențe de peste 100 MHz [5] [6] : în radar , tehnologia video , în sistemele de comunicații prin cablu și fibră optică și procesarea digitală a semnalelor de înaltă frecvență. Popularitatea OU TOS este limitată de o anumită complexitate a aplicării și lipsa de precizie [7] . Principalele circuite de comutare ale amplificatorului operațional TOS coincid topologic cu circuitele de comutare ale amplificatorului operațional clasic, implementarea altor circuite tipice este dificilă sau chiar imposibilă. Este posibil ca dezvoltarea ulterioară a circuitului amplificatorului operațional clasic să restrângă și mai mult domeniul de aplicare al TOS amplificatorului operațional [8] .

Cum funcționează

În majoritatea dispozitivelor electronice analogice , purtătorul de informații, sau semnalul analogic , este tensiunea electrică , iar unitatea structurală principală de procesare a semnalului este un amplificator electronic de tensiune [11] . Până la mijlocul anilor 1990, electronica analogică a fost dominată de amplificatoare operaționale controlate de tensiune - amplificatoare de tensiune universale capabile să implementeze aproape toate funcțiile necesare de procesare a semnalului analogic [12] .

Performanța oricărui amplificator de tensiune este limitată de timpul de reîncărcare a capacităților de cale analogică - în primul rând, capacitățile Miller ale tranzistoarelor și, în al doilea rând, capacitățile parazite ale altor componente și conductoare de circuit [13] [14] . Performanța unui amplificator operațional clasic este limitată și mai mult de o capacitate de corecție, care este încorporată în mod intenționat în circuit pentru a asigura stabilitatea la frecvențe înalte [15] . Inductanțele parazite ale conductorilor limitează viteza de creștere a curenților și reduc, de asemenea, viteza, dar în circuitele integrate reale (CI) influența inductanțelor este mult mai mică decât influența capacităților [13] . Din acest motiv, amplificatoarele de curent sunt întotdeauna mai rapide decât amplificatoarele de tensiune construite pe o bază de elemente comparabile [13] [16] . Într-un amplificator de curent ideal, reîncărcarea capacităților nu are loc deloc, deoarece tensiunile de pe elementele circuitului rămân neschimbate [17] [18] . Dacă semnalele de intrare și de ieșire ale amplificatorului de curent ar trebui să fie tensiuni, atunci la intrare și la ieșire sunt plasați adepți emițători push-pull corespunzători , capabili să încarce și să descarce rapid capacități parazite [17] .

În conformitate cu această schemă (follower voltaj de intrare → oglindă de curent → convertor curent-tensiune → urmăritor de tensiune de ieșire) sunt construite amplificatoarele operaționale cu feedback de curent. Fiind un analog al amplificatoarelor operaționale clasice cu feedback de tensiune, amplificatoarele operaționale TOS diferă de acestea prin două caracteristici arhitecturale [19] :

Etapa de intrare a OU TOC nu este un amplificator diferențial , ci un adept de tensiune , a cărui intrare de înaltă rezistență este intrarea neinversătoare a TOC amplificatorului operațional, iar ieșirea cu rezistență scăzută este intrarea inversoare a op-amp TOS. Astfel, chiar și cu un circuit deschis al CNF, tensiunea la intrarea inversoare repetă întotdeauna tensiunea la intrarea neinversătoare. Semnalul de eroare nu este tensiunea diferenţială de intrare, ci curentul care circulă prin intrarea inversoare [19] . $eu_{{err}}$
Amplificarea tensiunii în OU TOC este implementată nu pe o cascadă cu un emițător comun , ci pe un convertor de curent al unei intrări inversoare la tensiune [19] , care aici este de fapt o cascadă de amplificare cu o bază comună . Tensiunea de ieșire a unui amplificator operațional TOC ideal nu este determinată de tensiunea diferenţială de intrare, ci numai de curentul de intrare inversoare: $V_{o}$

V_{o}=ZI_{err}

, unde este factorul de conversie dependent de frecvență a curentului de intrare în tensiunea de ieșire ( transimpedanță ) [19] .

Z

Într-o reprezentare alternativă, OU TOS este un transportor de curent neinversător de a doua generație (CCII +), încărcat pe transimpedanță și asortat cu o sarcină externă de un adept de tensiune de ieșire [9] . Interpretarea OU TOS în ceea ce privește teoria transportoarelor actuale există în mediul academic, în timp ce producătorii înșiși nu folosesc acești termeni [20] [comm. 1] . Transimpedanța amplificatoarelor operaționale TOS seriale este atât de mare încât, ca și amplificatoarele operaționale clasice, acestea sunt utilizate exclusiv în circuite cu OOS profund [22] . $Z$

Istoricul dezvoltării

Circuitele integrate analogice actuale moderne se întorc la două idei fundamentale: transportorul actual inventat în 1968-1970 de Smith și Cedra și principiul transliniarității propus în 1975 de Barry Gilbert [23] . Circuitul de bază a amplificatorului operațional TOC, care completează transportorul de curent din a doua generație cu un adept de ieșire transliniar [24] , a fost dezvoltat la începutul anilor 1980 de un grup de ingineri Hewlett-Packard conduși de David Nelson [25] . În 1983, Nelson a depus un brevet pentru o invenție, a împrumutat 50.000 de dolari de la rude și a fondat compania independentă Comlinear [26] . Primele amplificatoare operaționale TOC produse de acesta au fost utilizate în etapele de ieșire ale generatoarelor de măsură Hewlett-Packard [25] .

Curând, amplificatoarele Nelson, care s-au diferențiat favorabil de predecesorii lor prin ușurința de integrare în circuitele existente și cea mai mare lățime de bandă pentru vremea lor (de la curent continuu la sute de MHz [comm. 2] ), au intrat ferm în arsenalul designerilor de transmisii de televiziune și tehnologie radar [25] [26] . Acestea erau voluminoase, conform standardelor moderne, ansambluri hibride în carcase metalice de tip industrial [25] . A fost imposibil să se implementeze circuitul Nelson într-un circuit integrat monolitic cu semiconductor în acei ani - tehnologiile de la începutul anilor 1980 nu permiteau formarea de tranzistori pnp de înaltă frecvență pe un cip, iar tranzistoarele pnp laterale lente disponibile dezvoltatorilor în anii 1970 și începutul anilor 1980 au fost complet nepotriviți pentru construcția OU TOS [25] [28] [29] [27] . Abia în 1987, Elantec a adus pe piață primul OA TOS EL2020 monolitic. A fost urmat în 1988 de circuitele integrate monolitice Comlinear CLC400, Analog Devices AD846 [30] și AD811 , unul dintre cele mai de succes amplificatoare operaționale TOC [25] . În același timp, amplificatoarele operaționale seriale TOC au fost împărțite în două clase inegale: cu o capacitate de corecție încorporată (marea majoritate a produselor) și cu posibilitatea de corecție externă (ieșire Z) - AD844, OPA660 și analogii lor [24] [31] .

La începutul secolului al XXI-lea, domeniul de aplicare de masă al amplificatorului operațional TOC îl reprezintă amplificatoarele pentru semnalul în bandă largă DSL și sistemele de comunicație prin linii electrice [25] , unde amplificatorul de ieșire al unui modem DSL tipic este un amplificator operațional dual TOC [25] . Toate amplificatoarele operaționale TOC în serie de la începutul secolului al XXI-lea sunt fabricate folosind procese tehnice bipolare cu siliciu pe izolator [29] costisitoare, dificil de fabricat , care fac posibilă formarea de tranzistori pnp și npn rapid cu parametrii bine potriviți. pe un cip [32] . Un dezavantaj irecuperabil al acestor tehnologii - disiparea slabă a căldurii de la tranzistori - generează o distorsiune vizibilă a semnalului termic la frecvențe joase, dar în aplicațiile tipice ale amplificatorului operațional TOS nu sunt critice [33] [34] . Există topologii curente alternative bazate pe structuri MOS , dar niciuna dintre ele nu a reușit să înlocuiască amplificatoarele operaționale bipolare TOC în producție [32] .

Întrebări de terminologie

În literatura de specialitate electronică, conceptul de „feedback curent” sau „feedback curent” ( eng. feedback curent ) a fost aplicat în mod tradițional și continuă să fie aplicat amplificatoarelor, al căror semnal de feedback este proporțional cu curentul prin sarcină, și conceptul de „feedback de tensiune” - la amplificatoare , al căror semnal OOS este proporțional cu tensiunea de pe sarcină [35] [36] . Pentru ambele configurații ale circuitului de feedback, amplificatorul în sine este de obicei controlat de tensiune. Prima excepție de la această regulă au fost predecesorii direcți ai amplificatoarelor operaționale TOC, „amplificatoare cu feedback de curent” cu tuburi , în care curentul de feedback (mai degrabă decât tensiunea) a fost alimentat în circuitul catodic cu rezistență scăzută al tubului de intrare [37] . Conceptul de amplificator de feedback curent a fost folosit în acest sens alternativ încă din anii 1930, de exemplu în lucrarea de recenzie a lui Frederick Terman din 1937 [38] - principiul în sine este cunoscut încă din lucrările lui Lee de Forest și Edwin Armstrong în anii 1920. ani [39] . În literatura de limbă engleză din anii 1970-1990, termenul „amplificator cu feedback de curent” a fost aplicat amplificatoarelor de diferență de curent integrate Norton [40] .

Amplificatoarele conform schemei Nelson au fost denumite pentru prima dată în literatura engleză „Comlinear amplifiers” ( engleză Comlinear amplifier [41] ), apoi termenul „amplificatoare cu feedback curent” ( engleză current feedback amplifier , abreviat CF amplifier , CFA , CFB ) a preluat. În 1990, a fost inclusă între ghilimele pentru a-l deosebi de conceptul tradițional [42] (în articolele în limba rusă, ghilimelele sunt folosite și în secolul XXI [43] ). Apoi a fost fixată o nouă interpretare în literatură, în ciuda ambiguității nedorite - din punct de vedere tradițional, amplificatoarele operaționale ale TOS sunt acoperite de feedback de tensiune [44] . Termenul alternativ, amplificator de transimpedanță , este folosit mai rar și nu este tocmai corect [44] . Un amplificator de transimpedanță (sursă de tensiune controlată de curent) poate fi implementat pe un amplificator operațional de orice tip, în timp ce conceptul de amplificator operațional TOS implică, printre altele, un circuit special de etapă de intrare care este fundamental diferit de circuitul amplificatoarelor operaționale clasice. [44] [30] .

Există microcircuite pe piață care combină proprietățile ambelor amplificatoare operaționale TOC „pure” și ale amplificatoarelor operaționale clasice. Circuitele integrate de mare viteză, în care o etapă tampon suplimentară este încorporată între intrarea de inversare și nucleu, realizate conform schemei TOC op-amp (LM7171 și analogi), sunt poziționate de producători nu ca un op-amp TOC, ci ca un amplificator operațional cu feedback de tensiune [45] . Circuitele integrate microputere cu impedanță de ieșire extrem de scăzută, în care adeptul de intrare al amplificatorului operațional TOC este acoperit de un feedback profund de tensiune (linia „CFB plus” a Burr-Brown și Texas Instruments ), sunt poziționate ca o subclasă a TOC op. -amp [46] . O mică subclasă de amplificatoare operaționale TOS cu posibilitatea de corecție externă (Burr-Brown OPA660, Analog Devices AD846 și altele) nu a primit o denumire specială, în literatura științifică sunt considerate de obicei nu ca amplificatoare operaționale, ci ca transportoare curente.

În documentația Burr-Brown din anii 1990, conducta de curent de intrare a OPA660 a fost numită tranzistor de diamant (în traducerea rusă „tranzistor de diamant”), iar adeptul de ieșire a fost numit tampon de diamant (tampon de „diamond”). Semnificația primului dintre aceste nume era că transportorul de curent din a doua generație era considerat un amplificator ideal de curent cu trei terminale, un fel de „tranzistor” („emițătorul” său era ieșirea adeptei, iar „colectorul” acestuia " a fost ieșirea oglinzilor actuale) [47] [48] . Termenii propuși nu au prins, dar expresia tranzistor de diamant („tranzistor de diamant”) este uneori folosită pentru a se referi la un emițător de tip push-pull [49] [50] . În practica casnică a designerilor de amplificatoare de putere cu frecvență audio, un circuit de bază similar a fost numit amplificator „paralel” în anii 1980 [51] .

Circuiterie

Etapa de intrare a OU TOS este realizată conform schemei unui emițător de urmărire push-pull. De obicei, se folosește o configurație transliniară cu patru tranzistori ( tranzistor diamant , celulă transliniară mixtă , MTC-II [54] ), mai rar - un repetor polarizat cu diode push-pull ( MTC-I [54] ) . Coeficientul de transmisie al unui repetor care funcționează în modul pur A este atât de apropiat de unitate încât abaterile lui de la ideal sunt de obicei neglijate [5] [41] . Intrarea repetitorului este o intrare (potențială) neinversabilă a OU TOS, ieșirea repetorului este intrarea inversoare (curent) a OU TOS. Spre deosebire de o etapă diferențială simetrică la intrarea unui amplificator operațional clasic, intrările TOS ale amplificatorului operațional sunt fundamental asimetrice, deci nu este aproape niciodată utilizat în circuite care sunt sensibile la asimetria de intrare, de exemplu, în amplificatoarele cu scădere diferențială . 55] .

Impedanța de ieșire a adeptei este un indicator important care limitează acuratețea dispozitivelor bazate pe TOC amplificatorului operațional [56] . În serial OA TOS, nu depășește 50 Ohm [5] . În teorie , este proporțional cu temperatura absolută și invers proporțional cu curentul de repaus al adeptei [57] [58] , în circuitele integrate reale acesta este un indicator instabil, slab predictibil [59] . Datorită nepotrivirii inevitabile a perechilor de tranzistoare pnp și npn, valorile sale pentru curenții de intrare și de ieșire pot diferi semnificativ [60] , la frecvențe înalte crește treptat, ceea ce îmbunătățește ușor stabilitatea amplificatorului [5] . În practică, aceste fenomene sunt neglijate, iar circuitele de feedback sunt proiectate astfel încât să asigure stabilitatea la orice valori posibile pe întregul interval de frecvență de funcționare [59] . $R_{0}$ $R_{0}$ $R_{0}$ $R_{0}$

Două oglinzi de curent sunt incluse în brațele de putere superioare și inferioare ale adeptei de intrare, care, împreună cu adeptul, formează un transportor de curent neinversător de a doua generație (CCII+). Curentul diferențial generat de oglinzi , egal sau direct proporțional cu curentul de ieșire al adeptei , se închide la o „împământare” condiționată [com. 3] printr-un circuit de scurgere de impedanță dependent de frecvență . Componenta sa activă (de la sute de kOhm la câțiva MΩ ) stabilește câștigul amplificatorului operațional TOS în regiunea de frecvență joasă, iar împreună cu componenta capacitivă (fracții de pF sau mai mulți pF) - frecvența de tăiere a op- amp TOS cu o buclă deschisă a NF: , de ordinul a câteva sute de kHz [22 ] [61] . Oglinzile de curent și circuitul de scurgere formează o sursă de curent controlată de curent cu o transimpedanță conectată la aceasta . Tensiunea rezultată este egală cu produsul . ${Sunt}}}$ ${I_{{err}}}$ ${Z}$ $R_{Z}$ $C_{Z}$ $f_{co}=1/(2\pi R_{z}C_{z})$ ${Z}$ $V_{Z}$ $ZI_{{err}}$

Adeptul emițătorului de ieșire transmite această tensiune la ieșirea TOS amplificatorului operațional. Impedanța finită de ieșire a unui amplificator operațional TOS poate afecta comportamentul acestuia atunci când funcționează pe o sarcină cu rezistență scăzută sau capacitivă, dar este de obicei neglijată în calcule [22] . Etapele de ieșire ale OA TOS sunt proiectate să funcționeze la sarcini cu o rezistență de 100 ohmi sau mai puțin (față de o sarcină tipică de 600 ohmi pentru un op-amp clasic) [62] . Conform datelor din 2006, limitările de frecvență ale etapei de ieșire a amplificatorului operațional de siliciu TOS încep să afecteze frecvențele de peste 1,3 GHz, iar pentru circuitele integrate promițătoare bazate pe heterostructuri SiGe , la frecvențe de peste 20 GHz [43] [63] .

Indicatori dinamici

Câștigă

Într-o conexiune fără inversare, tensiunea amplificată este aplicată la intrarea neinversoare a amplificatorului operațional TOC, iar intrarea sa inversătoare este conectată la punctul de mijloc al divizorului , conectată între ieșirea amplificatorului operațional și comunul. sârmă. În conformitate cu prima lege a lui Kirchhoff, suma algebrică a curenților care curg în punctul mijlociu al divizorului și care ies din acesta este egală cu zero: ${R_{1}}{R_{2}}$

{\frac {{V_{o}}-{V_{in-}}}{R_{1}}}-{\frac {V_{in-}}{R_{2}}}+{\frac {V_ {o}}{Z}}=0~~~(1)

Ca prima aproximare , deci . Ecuația (1) este convertită în formula pentru câștig : ${R_{0}}=0$ ${V_{{in-}}}}={V_{{in+}}}={V_{{in}}}$ ${K_{y}}$

K_{y}={\frac {V_{o}}{V_{in}}}=\left({1+{\frac {R_{1}}{R_{2}}}}\right)\stânga ({\frac {1}{1+{\frac {1}{G))))\dreapta)~~~(2)

unde este câștigul buclei dependent de frecvență $G$ $G={\frac {Z(f)}{R_{1}}}~~~(3)$

În regiunea de joasă frecvență la valori mari, pur active , formula (2) degenerează într-o formulă de bază pentru o includere neinversătoare a unui op-amp clasic : [64] . $G$ $K_{y}=1+{\frac {R_{1}}{R_{2}}}$

Frecvența de tăiere pentru semnal mic

În regiunea de înaltă frecvență, amplificatorul operațional TOS din circuitul OOS se comportă fundamental diferit de amplificatorul operațional clasic cu o capacitate corectivă încorporată. În aceasta din urmă , frecvența de tăiere într-o incluziune neinversabilă este invers proporțională cu câștigul din regiunea de frecvență joasă, dat de raportul și , adică produsul dintre frecvența de tăiere și câștigul este constant și egal cu unity gain frecvență [comm. 5] . Frecvența de tăiere a OU TOC în prima aproximare depinde numai de valori și capacități corective , care determină impedanța la frecvențe înalte și nu depinde de câștigul în regiunea de frecvență joasă [65] : $f_{c}$ $R_{1}$ $R_{2}$ ${R_{1}}$ $C_{Z}$ $Z$

f_{c}\aprox {\frac {1}{2\pi {R_{1}}{C_{Z}}}}~~~(4)

[66]

Modificarea modifică câștigul, dar lățimea de bandă rămâne aceeași - ceea ce este util în special în circuitele RF cu programare digitală a câștigului [67] [68] . Independența frecvenței de tăiere față de câștig este o proprietate caracteristică a circuitelor de curent, descrisă pentru prima dată de Terman în 1937 [69] . ${R_{2}}$

O analiză mai precisă, ținând cont de influența lui , arată că odată cu creșterea câștigului, frecvența de tăiere tot scade, dar doar puțin - mult mai lent decât într-un circuit cu un amplificator operațional convențional [68] [70] . Circuitele integrate de microputere cu valori mari sunt cele mai susceptibile la acest efect [46] . Cu un amplificator bine proiectat bazat pe amplificatorul operațional TOC, acesta este stabil, are cea mai mare frecvență de tăiere posibilă, dar în apropierea acestuia există vârfuri în răspunsul în frecvență și distorsiuni de fază [71] . În dispozitivele care sunt critice pentru distorsiunile de fază, este de preferat să porniți cu , care nu este atât de rapid, dar mai puțin predispus la supratensiuni de răspuns în frecvență [71] . Când îngustarea lățimii de bandă devine evidentă [72] , aproximativ la nivelul dependenței se abordează invers proporțional [64] . În practică, câștiguri atât de mari nu sunt utilizate, iar performanța amplificatorului operațional TOC în astfel de moduri nu este standardizată. ${R_{0}}$ ${R_{0}}$ $K_{y}=1$ $K_{y}=2$ $K_{y}>10$ $K_{y}>50$ $f_{c}(K_{y})$

Conform revizuirii din 2006, frecvențele de tăiere a pașaportului ale amplificatorului operațional TOS variază de la 10 MHz (pentru seria micropower) la 1,65 GHz (pentru cele mai rapide) [73] . Curenții de repaus și lățimile de bandă ale diferitelor amplificatoare operaționale ale TOS, create pe o bază tehnologică comparabilă, sunt legate de o relație aproximativ liniară. Un amplificator operațional TOC tipic dezvoltat la începutul anilor 2000 consumă aproximativ 1 mA în repaus pentru fiecare 100 MHz de frecvență de tăiere [74] .

Rezistența la feedback

Din formulele (3) și (4) rezultă că pentru a extinde lățimea de bandă, valoarea trebuie redusă pe cât posibil . Când scade sub limita permisă (de ordinul a câteva sute de ohmi), frecvența de tăiere calculată se deplasează în regiunea polilor de ordinul doi și superior, defazatul atinge o valoare de 180 °, amplificatorul este auto- entuziasmat . Mai mult decât atât, este imposibil să închideți ieșirea amplificatorului operațional TOC direct la intrarea sa de inversare, așa cum se face în repetoarele de pe amplificatoarele operaționale clasice, sau să conectați o capacitate integratoare sau corectivă la intrarea de inversare [75] [76] . Dacă este necesară îngustarea lățimii de bandă sau suprimarea vârfurilor de răspuns în frecvență, capacitatea de corectare este conectată nu la intrarea inversoare, ci între intrarea neinversătoare și firul comun [76] . Modulul de impedanță al circuitului conectat între ieșirea amplificatorului operațional TOC și intrarea sa de inversare nu trebuie să scadă niciodată sub valoarea minimă specificată de producător pentru combinația de câștig, tensiune de alimentare și rezistență de sarcină utilizată. O excepție de la această regulă este derivația cu o capacitate de corecție atent selectată pentru stabilitatea amplificatorului operațional TOS într-o conexiune inversoare, atunci când o sursă cu o capacitate de ieșire semnificativă este conectată la intrarea inversoare, de exemplu, un DAC cu un curent ieșire [77] [comm. 6] . ${R_{1}}$ ${R_{1}}$ ${R_{1}}$

De regulă, producătorii indică pentru fiecare serie de OC TOS rapide două seturi de minim admisibile , stabilite empiric la caracterizarea prototipului IC [78] . Valorile mai mari garantează un spațiu suficient și un răspuns neted în frecvență în jurul frecvenței de tăiere, valorile mai mici oferă o lățime de bandă mai bună cu un spațiu minim și un răspuns la frecvență depășit vizibil. De exemplu, pentru amplificatorul operațional TOS gigahertz lansat în 2002 THS3202, prima valoare este de 750 ohmi pentru orice valid , a doua este de la 200 ohmi pentru =10 până la 619 ohmi pentru =1 [79] . Producătorul observă că rezistența scăzută a circuitului OOS, pe de o parte, reduce zgomotul amplificatorului și, pe de altă parte, reprezintă o sarcină semnificativă pe treapta sa de ieșire și poate fi cauza unui non -inacceptabil ridicat. distorsiuni liniare [79] . ${R_{1}}$ $K_{y}$ $K_{y}$ $K_{y}$

Toate cerințele pentru sunt valabile și pentru includerea inversă a OU TOC. Impedanța scăzută de intrare a intrării inversoare este excelentă pentru acest mod - chiar și fără feedback, partea frontală menține intrarea inversoare aproape de masă [80] . Cu toate acestea, comutarea inversă este rar folosită pentru a amplifica tensiunile cu cele mari din cauza rezistenței de intrare extrem de scăzute a circuitului ( ). Nu numai că reprezintă o sarcină complexă pentru sursa de semnal, dar și degradează stabilitatea amplificatorului la frecvențe înalte datorită influenței reactanței [81] . La convertoarele rapide curent-tensiune, dimpotrivă, conexiunea inversoare este de preferat: cu cât rezistența de intrare este mai mică, cu atât influența capacității de intrare asupra vitezei convertorului este mai slabă [82] . În circuitele bazate pe amplificatoare operaționale clasice , polul de răspuns în frecvență generat de capacitatea de intrare este compensat prin includerea unei capacități de corecție externă în circuitul OOS; în circuitele bazate pe amplificator operațional TOS, acest pol este de obicei situat la frecvențe atât de înalte încât nu este necesară compensarea lui [83] . În plus, datorită impedanței scăzute de intrare, convertoarele bazate pe TOS op-amp nu au nevoie de diode care protejează intrările de supratensiune , care cresc inevitabil capacitatea de intrare și degradează performanța convertorului în ansamblu [84] . ${R_{1}}$ $K_{y}$ $R_{in}=R_{1}/K_{y}$ ${R_{0}}$

Slew rate și frecvența semnalului de putere maximă

Rata de comutare a curentului de către adepți și, ca urmare, ratele de creștere și scădere ale tensiunii de ieșire a amplificatorului operațional TOS cu o sarcină pur rezistivă sunt atât de mari încât nu afectează frecvența semnalului de putere maximă , care de obicei coincide cu frecvența de tăiere pentru un semnal mic [3] [68] . În amplificatoarele operaționale clasice, dimpotrivă, o rată scăzută a tensiunii de ieșire este factorul principal în reducerea frecvenței semnalului de putere maximă și apariția distorsiunilor caracteristice care nu pot fi eliminate prin introducerea unui OOS [65] . Pentru a crește rata de mișcare a unui astfel de amplificator operațional, este posibil, de exemplu, să creșteți curentul de repaus al cascadelor de amplificare a tensiunii, dar este imposibil să obțineți valori tipice pentru un amplificator operațional de TOC cu repaus acceptabil. curenti în topologia clasică [65] .

În OU TOS, rata de slew calculată este, de asemenea, proporțională cu curentul de repaus al etapei de intrare și este limitată de sus de valoarea , unde este câștigul de curent al tranzistorilor de ieșire, este curentul de repaus al tranzistoarelor de intrare ale adeptei [85] . Pentru amplificatoarele operaționale TOS rapide de la începutul anilor 2000, rata de creștere a tensiunii limită a variat între 0,8 și 4 V/ns [73] ; Amplificatorul operațional ultrarapid THS3201-EP, lansat la sfârșitul anului 2005, are o rată de creștere a tensiunii de +9,8 V/ns și o rată de scădere de -6,7 V/ns [86] . Asimetria valorilor limită este o consecință a nepotrivirii dintre parametrii dinamici ai tranzistorilor npn mai rapid și nu atât de rapid. În plus, în toate etapele dezvoltării tehnologiilor, siliciul pe un izolator , câștigul tranzistorilor pnp a rămas în urmă cu cel al tranzistorilor npn, iar în timp acest decalaj a crescut [87] . $S_{R}=\beta I_{q}/C_{Z}$ $\beta$ $eu_{q}$

În cele mai multe cazuri, rata de creștere și scădere este determinată numai de valori și nu atinge valorile limită. Ca o primă aproximare, oglinzile de curent încarcă exponențial capacitatea de corecție cu constanta de timp $R_{1}$ $C_{Z}$

\tau =R_{1}C_{Z}~~~(5)

[41] ,

în acest caz, timpul de creștere estimat al tensiunii de ieșire la 90% din valoarea în regim staționar este 2,3 , iar timpul de stabilire la 99% este 4,6 atât pentru semnalele mici, cât și pentru cele mari [41] . $\tau$ $\tau$

Tensiune maximă de ieșire

Dezvoltarea tehnologiilor bipolare complementare în anii 1980-1990 [88] [89]
Index	1986 NAT	1986 AT&T	1987 d.Hr	1988 NAT	1994 NAT	2000 NAT
Frecvența de tăiere a tranzistorului npn, GHz	0,4	4.0	0,6	0,8	3.0	9,0
Frecvența de tăiere a tranzistorului pnp, GHz	0,2	2.5	0,7	0,5	1.6	8.0
Domeniul de tensiune de alimentare admisibil, V	36	zece	36	36	32	12
Baza procesului	SOI	IP	IP	SOI	SOI	SOI

Procesele tehnologice utilizate în producția de amplificatoare operaționale TOS în anii 1980 au garantat tensiunea de rupere admisibilă a tranzistoarelor de 32 ... 36 V la o frecvență de transfer a curentului de tăiere de câteva sute de MHz [90] . Până în 2000, frecvența de tăiere a amplificării cu siliciu [comm. 7] de tranzistori a ajuns la 8...9 GHz, iar câștigul pentru viteză a fost o scădere a tensiunii de defalcare la 12 V [90] . Prin urmare, marea majoritate a TOS OU moderne sunt dispozitive de joasă tensiune cu un interval de tensiune de alimentare admisibil de cel mult 10 sau 12 V; doar câteva modele, relativ lente, permit funcționarea la 30 ... 36 V care sunt familiare amplificatoarelor operaționale clasice [73] .

Amplificatoarele operaționale TOC sunt prost potrivite pentru circuitele cu o singură sursă și pentru circuitele care necesită o variație extrem de mare a tensiunii de ieșire ( mod șină la șină ) [91] [80] . Oscilația maximă a tensiunii de ieșire a amplificatorului operațional TOC este vizibil mai mică decât cea a amplificatoarelor operaționale clasice moderne la aceleași tensiuni de alimentare și, în special, mai mică decât cea a amplificatoarelor operaționale specializate rail-to-rail [92] . Acesta este un dezavantaj irecuperabil al adepților emițătorului push-pull utilizați în OS TOS [91] [80] . Configurațiile alternative ale etapei de ieșire potrivite pentru șină-șină utilizează un circuit cu emițător comun (CE) și sunt, prin urmare, prea lente pentru a fi utilizate într-un amplificator operațional TOC [91] [80] . În plus, cascadele OE pierd în fața emițătorilor în ceea ce privește rezistența de ieșire, iar variația maximă a tensiunii este atinsă numai la sarcini de înaltă rezistență, în timp ce o sarcină TOC tipică a amplificatorului operațional are o rezistență de numai 75 sau chiar 50 ohmi [91] [80 ]. ] .

Efectul capacităților parazite

OU TOS, ca toate amplificatoarele de frecvențe înalte și de microunde , sunt sensibile la calitatea traseului plăcii de circuit imprimat , la calitatea filtrării tensiunilor de alimentare și în special la capacitățile parazite ale căii semnalului. Cele mai probabile surse de autoexcitare și emisii de răspuns în frecvență sunt capacitățile parazite dintre ieșirea și intrarea inversoare a OA TOS ( ) și între intrarea inversoare și firul comun ( ). O analiză a unui circuit TOC op-amp tipic de prima generație cu o frecvență nominală de tăiere de 300 MHz într-un circuit cu un OOS cu o rezistență minimă admisă arată că adăugarea unei capacități de 2 pF la circuit generează o creștere a răspunsului în frecvență de + 4 dB și extinde lățimea de bandă cu 10 MHz [93] ; de aceeași mărime generează o depășire a răspunsului în frecvență de +3 dB și extinde lățimea de bandă cu 18 MHz [94] . Teoretic, influența capacităților parazite poate fi complet neutralizată prin alegerea uneia dintre ele în așa fel încât egalitatea [95] [96] să fie îndeplinită . În practică, această tehnică este utilizată atunci când o sursă cu o capacitate mare de ieșire este conectată la intrarea inversoare , care crește de multe ori . Este imposibil să neutralizați complet influența , proiectanții selectează valoarea suplimentară astfel încât să garanteze stabilitatea amplificatorului la orice valoare posibilă cu prețul îngustării lățimii de bandă [97] [96] [95] . Teoretic, influența capacităților parazite poate fi neutralizată prin introducerea de inductanțe parazite în circuit, dar în circuitele reale „contribuția” lor nu face decât să agraveze situația [96] . $C_{1}$ $C_{2}$ $R_{1}$ $C_{1}$ $C_{2}$ $R_{1}C_{1}=R_{0}C_{2}$ $C_{2}$ $C_{2}$ $C_{1}$ $R_{0}$

Capacitatea de sarcină conectată între ieșirea TOS OU și firul comun crește defazajul tensiunii de ieșire și poate fi, de asemenea, cauza autoexcitației [80] . Puteți suprima efectul capacității de ieșire fie prin creșterea acesteia peste cea recomandată de producător, fie prin comutarea între ieșirea amplificatorului operațional și sarcina capacitivă a unei rezistențe de decuplare cu o valoare nominală de zeci sau unități de ohmi ( ) [80] . Ambele metode îngustează lățimea de bandă și reduc rata de mișcare a tensiunii pe sarcină; soluţia optimă nu poate fi aleasă decât empiric [80] . $R_{1}$ $R_{P}$

Ratele de precizie

Zgomot OU TOS

Datele de referință ale unui amplificator operațional clasic optimizat pentru reproducerea sunetului includ, de obicei, nu numai valorile densității spectrale de zgomot pentru unele frecvențe, ci și o diagramă de densitate spectrală a zgomotului [98] . Interfața dintre regiunea de frecvență joasă dominată de zgomotul de pâlpâire și regiunea medii dominată de zgomotul alb se află de obicei în intervalul de frecvență audio [98] . Datele de referință ale amplificatoarelor operaționale pentru TOS, concepute pentru a funcționa la frecvențe de zeci și sute de MHz, sunt limitate doar de valorile densității spectrale a zgomotului:

Curentul de zgomot al intrării inversoare a amplificatorului operațional TOS adus la intrare este semnificativ mai mare decât curentul de zgomot al amplificatorului operațional clasic [comm. 8] , densitatea sa spectrală este de aproximativ 20-30 pA / √ Hz , în timp ce (spre deosebire de indicatorul analog al amplificatoarelor operaționale clasice) nu poate fi calculată sau estimată folosind formule simple [100] . Curentul de zgomot care circulă prin rezistența de feedback produce o tensiune de ieșire de zgomot proporțională cu această rezistență de ordinul a 15 nV/ √ Hz [comm. 9] . La valori mici, zgomotul de ieșire este dominat de componenta de curent [80] [101] . $R_{1}$ $K_{y}$
Tensiunea de zgomot referită la intrare a amplificatorului operațional TOS este de obicei mai mică decât a unui amplificator operațional clasic [comm. 10] , densitatea sa spectrală nu depășește de obicei 2 nV/ √ Hz . La ieșirea amplificatorului operațional TOS, acest zgomot este amplificat de un factor și la valori mari poate deveni principala sursă de zgomot [80] [101] [104] . $K_{y}$ $K_{y}$

Valorile densității spectrale a zgomotului la ieșirea amplificatorului operațional TOC de la ambele componente sunt mici, dar având în vedere lățimea de bandă mare, tensiunea de zgomot de ieșire poate fi semnificativă. La densitatea spectrală de mai sus și lățimea de bandă de 1 GHz, tensiunea de zgomot rms calculată la ieșire la câștig unitar este de 0,5 mV, la care crește la 0,8 mV [comm. 11] . Pentru amplificatoarele operaționale audio specializate TOS, tensiunea de zgomot RMS redusă la intrare în banda 20 Hz ... 20 kHz este de aproximativ 0,5 μV [106] . $K_{y}=10$

Fluxul de semnal în modul comun

Amplificatoarele operaționale TOS diferă de amplificatoarele operaționale clasice prin raportul lor de atenuare în mod comun neobișnuit de scăzut. „Vinovatul” semnalului de mod comun care trece la ieșirea circuitului este efectul Earley necompensat al tranzistorilor de ieșire ai emițătorului de intrare [107] . Aplicarea unei tensiuni pozitive de mod comun la intrările circuitului reduce tensiunea colector-emițător a tranzistorului superior (npn) și crește tranzistorul inferior (pnp) [107] . Deoarece tensiunile lor bază-emițător sunt fixate rigid de tranzistoarele de intrare, datorită efectului Earley, curentul de colector al tranzistorului superior scade, în timp ce cel inferior crește [108] . Curentul diferențial este compensat de sursa de tensiune de intrare, iar la ieșirea amplificatorului operațional TOS apare o tensiune de eroare negativă [108] . Ca o primă aproximare, atunci când tensiunile Earley ale tranzistoarelor npn și pnp sunt aceleași și depășesc cu mult tensiunile de alimentare ale amplificatorului operațional, câștigul de tensiune în modul comun este $\Delta U$ $U_{{CE}}$ $U_{{CE}}$ $U_{{BE}}$

K_{ycc}=-2Z{\frac {I_{q}}{V_{A}}}

și coeficientul de atenuare a tensiunii în mod comun

K_{occ}={\frac {K_{y}}{K_{ycc}}}={\frac {V_{A}}{2v_{t}}}

[108] ,

unde este curentul de repaus al tranzistoarelor de ieșire ale adeptei, este tensiunea Earley, este potențialul de temperatură proporțional cu temperatura absolută a joncțiunilor pn, pentru siliciu egal cu aproximativ 26 mV la 300 K [109] . Din formulă rezultă că depinde doar de temperatură și parametri tehnologici. Pentru procesele tehnice din anii 2000, este de aproximativ 100…120 V [110] , iar valoarea calculată (ideală) este 64…66 dB. În circuitele integrate reale, valorile de aproximativ 50 dB sunt mai tipice, ceea ce este inacceptabil de scăzut pentru multe sarcini [111] , cu toate acestea, în amplificatoarele operaționale audio specializate, TOC este de 88...90 dB [106] [112] . Tehnicile care au permis o îmbunătățire atât de semnificativă a indicatorului nu sunt dezvăluite de producători. În evoluții promițătoare, trecerea semnalului de mod comun poate fi efectiv suprimată prin comutarea cascode a tranzistoarelor repetitoare [113] . $eu_{q}$ $V_{{A}}$ $v_{t}$ $K_{{occ}}$ $V_{{A}}$ $K_{{occ}}$ $K_{{occ}}$

Distorsiunea la frecvențe înalte

La frecvențe înalte, amplificatoarele operaționale TOC demonstrează performanțe de distorsiune mai bune în comparație cu amplificatoarele operaționale clasice. Distorsiunea neliniară a amplificatorului operațional TOC cu circuit deschis și închis NF este mai mică decât cea a amplificatorului operațional clasic, datorită liniarității ridicate a adepților emițătorului push-pull, în special a celor care funcționează în modul A [31] . Pentru un urmăritor de ieșire cu un curent de repaus fix, un nivel vizibil de distorsiune neliniară apare numai la trecerea de la modul A la modul AB, pragul pentru transmiterea semnalului nedistorsionat este de obicei efectuat la nivelul [57] [comm. 12] . În majoritatea amplificatoarelor operaționale seriale ale TOS, trecerea la modul AB are loc la curenți de ieșire semnificativ mai mari, datorită controlului dinamic al amplificatorului de ieșire [31] - același sistem de oglinzi de curent care controlează convertorul curent-tensiune modulează curenții perechii de intrare de tranzistoare repetoare. Aceasta reduce distorsiunea armonică la curenți mari de ieșire la un curent de repaus constant scăzut [31] . În principiu, distorsiunea neliniară datorată vitezei de slew limitate a tensiunii de ieșire în OA TOS nu apare [9] . $-I_{q}<I_{0}<I_{q}$

O altă caracteristică a arhitecturii actuale este stabilitatea caracteristicii de fază [114] . Pentru toate amplificatoarele operaționale TOS, defazajul semnalului de ieșire în raport cu intrarea nu depășește ±1% în cel puțin jumătate din lățimea de bandă [114] , ceea ce este semnificativ mai mic decât pentru amplificatoarele operaționale clasice de un nivel comparabil [115] . Întârzierea de grup a semnalului de ieșire este, de asemenea, constantă - ca urmare, amplificatorul operațional TOS reproduce corect forma semnalului de înaltă frecvență [114] .

Distorsiuni la DC și frecvențe joase

La curent continuu și la frecvențe joase, amplificatoarele operaționale TOC, dimpotrivă, pierd în fața amplificatoarelor operaționale clasice. Tensiunea de polarizare de intrare a amplificatoarelor operaționale TOC moderne este de la 0,5 la 5 mV [73] , care este mai mică decât cea a amplificatoarelor operaționale clasice de pe dispozitivele CMOS , comparabilă cu amplificatoarele operaționale bipolare clasice de mare viteză, dar mult mai mare decât cea a preciziei specializate. amplificatoare operaționale. Motivul principal pentru aceasta este asimetria brațelor superioare (npn) și inferioare (pnp) ale adepților emițătorului [27] . Diferența de tensiune bază-emițător deplasează tensiunea de ieșire a adeptei în raport cu intrarea sa; diferența de câștig de curent generează un curent de polarizare de intrare, neinversător, stabil, diferit de zero, care, în circuitele reale, polarizează și tensiunea de ieșire [27] . Precizia și stabilitatea setării câștigului DC al amplificatorului operațional TOC este, de asemenea, mult mai scăzută decât într-un amplificator operațional clasic. Eroarea este determinată de relația , și ; cu rezistențe tipice pentru circuitele integrate seriale, eroarea nu scade sub 0,1% [101] . $U_{{fi}}$ $\beta$ $R_{z}$ $R_{1}$ $R_{0}$

Distorsiunile termice, care nu se găsesc în amplificatoarele operaționale clasice, sunt, de asemenea, caracteristice amplificatorului operațional TOC („cozi termice”, ing. cozi termice ). În practică, ele se manifestă printr-o întârziere a răspunsului la un salt de semnal de intrare: amplificatorul operațional TOS realizează 99,9% din pasul de ieșire la viteza pașaportului, dar ultimii 0,1% pot dura timp imprevizibil și, prin urmare, nu sunt standardizate. [34] . Distorsiunile de acest fel sunt semnificative numai la o rată de repetare a pulsului de ordinul mai multor kHz și mai mică în sarcinile care sunt critice pentru calitatea transmisiei formei pulsului - de exemplu, în procesarea semnalelor video [34] . Cel mai puțin sensibil la „cozile termice” ale amplificatoarelor operaționale TOC într-o conexiune inversă, deoarece la intrările amplificatorului este aplicată o tensiune constantă (zero) în mod comun [34] . Motivul acestui fenomen este izolarea termică a tranzistoarelor între ele și față de substratul comun, care este caracteristică tuturor proceselor tehnice de siliciu pe izolator [116] . Auto-încălzirea tranzistoarelor are loc mai rapid decât în circuitele integrate cu izolație pn-joncțiune , iar diferența de temperatură dintre tranzistoarele reci și fierbinți atinge valori care nu mai pot fi neglijate. La un semnal mic, lățimea de bandă a circuitului se îngustează [117] ; la un semnal mare, principiul transliniarității încetează să mai funcționeze , ceea ce se manifestă prin neliniaritate termică și derivă de polarizare (punct de lucru) [118] . Cele mai sensibile la aceste fenomene sunt oglinzile curente , bandgaps -urile, adepții emițătorului transliniar și combinațiile lor, inclusiv op-amps TOS [33] .

Scor cumulativ

Datorită instabilității câștigului și „coziilor termice”, amplificatoarele operaționale TOS pierd din punct de vedere al nivelului total de distorsiune la frecvențe joase atât față de amplificatoarele operaționale cu feedback de tensiune de precizie, cât și de mare viteză [119] și sunt practic nepotrivite pentru amplificarea DC scopuri [101] . Excepții de la regula generală sunt amplificatoarele operaționale TOC specializate cu distorsiuni ultra-scăzute la frecvențe joase, cum ar fi amplificatorul operațional „sonic” LME49871 [106] . La frecvențe de peste 100 MHz, amplificatoarele operaționale TOC nu au practic nicio alternativă; la frecvențe înalte, la care amplificatoarele operaționale clasice de mare viteză sunt încă capabile să amplifice eficient semnalul, alegerea între ele și amplificatorul operațional TOS depinde de cerințele sistemului pentru semnal:

în sistemele care funcționează în domeniul timpului și, prin urmare, sensibile la distorsiunea formei de undă, cea mai bună distorsiune (mai mică) este furnizată de amplificatoarele operaționale de mare viteză cu feedback de tensiune [119] . De exemplu, amplificatoarele operaționale TOS sunt potrivite pentru amplificarea frecvenței intermediare în receptoarele GSM , dar sunt complet nepotrivite pentru netezirea și restabilirea formei unui semnal GSM [120] .
în filtrele active , amplificatoarele operaționale cu feedback de tensiune sunt preferate. OU TOS sunt operaționale doar în trei dintre numeroasele configurații de filtru posibile [121] [122] ;
în sistemele care funcționează în domeniul frecvenței și, prin urmare, sensibile la distorsiunile de fază, sunt preferate amplificatoarele operaționale TOS [119] ;
zgomotul la ieșirea amplificatorului operațional TOC la un câștig unitar este de obicei mai mare decât cel al amplificatorului operațional clasic. Pentru mari , dimpotrivă, OS TOS poate fi mai puțin zgomotos [80] . $K_{y}$

Aplicație

În practică, amplificatoarele operaționale ale TOS sunt operabile numai într-un număr limitat de circuite tipice, dintre care circuitul amplificator neinversător și filtrele construite pe baza acestuia [123] sunt cel mai des utilizate .

Amplificator de bandă largă

Circuitele de bază de pornire fără inversare și inversare a amplificatorului operațional TOS repetă complet circuite similare pe amplificatoarele operaționale clasice [125] , dar au propriile lor caracteristici:

Rezistența inclusă între intrarea inversoare și ieșirea OU TOC trebuie cel puțin recomandată de producător [125] ; $R_{1}$
Într-o conexiune inversoare, impedanța de intrare a circuitului, aproximativ egală cu , poate reprezenta o sarcină inacceptabil de complexă pentru sursa de semnal [125] ; $R_{1}/K_{y}$
Într-o conexiune inversoare, intrarea non-inversoare este conectată direct la o sursă de polarizare - fir comun sau masă virtuală - fără un rezistor, care este uneori folosit pentru a compensa polarizarea în circuitele op-amp clasice [76] ;
Într-o conexiune neinversoare cu cuplare capacitivă cu o sursă de semnal, este necesar să se asigure alimentarea unei tensiuni de polarizare constantă la intrarea neinversoare [125] .

O aplicație tipică, în masă, a amplificatoarelor de bandă largă pe TOC amplificatorului operațional este amplificatoarele de ieșire (driverele) dispozitivelor xDSL [25] . În circuitele cu o ieșire echilibrată a sursei de semnal, un driver pe două amplificatoare operaționale este utilizat într-o conexiune fără inversare; în circuitele cu o sursă de ieșire unipolară, un amplificator operațional (master) funcționează într-un mod neinversător, celălalt (slave) funcționează într-un mod inversor.

Amplificator diferențial

Asimetria intrărilor OU TOS nu împiedică construirea de amplificatoare diferențiale pe baza acesteia. Cel mai simplu circuit pe un singur op-amp și patru rezistențe identice este destul de funcțional; coeficientul său de atenuare a semnalului în mod comun ( ), precum și într-un circuit bazat pe un op-amp clasic, este determinat de precizia selecției rezistențelor [80] . Cu o precizie de selecție de 0,1%, valoarea teoretică la frecvențe joase poate ajunge la 66 dB [80] (fără a lua în considerare contribuția amplificatorului operațional intrinsec). Odată cu creșterea frecvenței, acest indicator se deteriorează din cauza asimetriei capacităților de intrare ale OA TOS; influența acestor capacități poate fi slăbită prin reducerea rezistenței de intrare și până la 100 ... 200 Ohm [80] . Cu o selecție atentă a rezistențelor unui astfel de circuit, este comparabil la RF cu indicatorul unui circuit pe un op-amp clasic (aproximativ 60 dB la frecvențe înalte) [80] . $K_{{occ}}$ $K_{{occ}}$ $K_{{occ}}$ $R_{2-}$ $R_{2+}$ $K_{{occ}}$

O mai mare flexibilitate și repetabilitate este asigurată de un circuit TOC cu două amplificatoare operaționale, adesea folosit ca amplificator echilibrat de intrare în sistemele de comunicații cu fir [76] . În acest circuit, rezistențele de feedback și sunt selectate conform documentației producătorului [76] . Rezistența este selectată pentru câștigul dorit, iar minimul este stabilit prin selectarea rezistenței [76] . $R_{1-}$ $R_{1+}$ $R_{2+}$ $K_{{occ}}$ $R_{2-}$

Convertor curent-tensiune

Două sarcini tipice care utilizează convertoare curent-tensiune sau amplificatoare de transimpedanță pe un TOC de amplificator operațional sunt potrivirea sarcinii convertoarelor digitale-analogice de ieșire curent și amplificarea curentului a fotodiodelor și a senzorilor optoelectronici similari. Pentru o lungă perioadă de timp, designerii au evitat utilizarea amplificatoarelor operaționale în astfel de dispozitive, în primul rând din cauza curenților lor de intrare semnificativi [95] . Amplificatoarele de fotocurenți au fost construite și continuă să fie construite pe amplificatoare operaționale cu feedback de tensiune și trepte de intrare pe tranzistoare cu efect de câmp - cu zgomot redus, precise, dar nu întotdeauna suficient de rapide [95] . În dispozitivele care necesită performanțe mai bune și permit un nivel de zgomot mai mare decât amplificatoarele operaționale clasice, amplificatoarele operaționale TOC sunt de preferat [95] .

Atât fotodiodele, cât și DAC-urile cu o ieșire de curent se disting printr-o capacitate de ieșire semnificativă (zeci de pF sau mai mult), care, atunci când este conectată la intrarea de inversare a amplificatorului operațional TOS, se adaugă capacității sale de intrare ( ) și devine cauza autoexcitare [95] . Influența acestei capacități este neutralizată prin includerea unei capacități corective între intrarea neinversoare și ieșirea amplificatorului operațional [95] . $C_{2}$ $C_{1}=C_{2}R_{0}/R_{1}$

Filtre

Literatura științifică descrie zeci de configurații de filtre pentru op-amp TOS [128] , dar doar trei dintre ele sunt utilizate în practică. În toate trei, circuitul OOS care conectează ieșirea amplificatorului operațional TOC la intrarea sa de inversare este pur activ. O buclă de feedback dependentă de frecvență, dacă este prezentă, este conectată între ieșire și intrarea neinversoare. Din punct de vedere topologic, toate cele trei scheme coincid cu schemele de filtre cu același nume pe amplificatoarele operaționale clasice:

Filtrul trece jos sau trece înalt de ordinul întâi este un circuit RC pasiv încărcat la intrarea TOC amplificatorului operațional într-o conexiune non-inversoare [129] ;
Filtru LF sau HF de ordinul doi conform schemei Sallen-Kee pe TOS amplificatorului operațional într-o incluziune neinversabilă [129] . Gama optimă de rezistență a circuitului de filtru pentru dispozitivele tipice de înaltă frecvență bazate pe amplificatorul operațional TOC este de câteva sute de ohmi sau câțiva kOhmi (la valori mai mari, zgomotul de înaltă frecvență crește la valori inacceptabile), ratingurile capacității filtrului sunt de cel puțin 100 pF (la valori mai mici, instabilitatea frecvenței de tăiere devine inacceptabilă) [ 130] ;
Filtru trece jos sau trece înalt de ordinul doi sau o capcană dublu-T-bridge pe o pereche de amplificatoare operaționale TOS. LPF și HPF pe un dublu T-bridge sunt mai complicate și mai scumpe decât filtrele Sallen-Kee, dar mult mai convenabile în reglarea fină a răspunsului în frecvență [131] . Filtrele de capcană de acest fel sunt extrem de solicitante în ceea ce privește precizia selectării tuturor componentelor pasive ale punții, dar pur și simplu nu există alte modalități de a construi un filtru de capcană pe un TOC amplificator operațional [127] .

Implementarea unui filtru de trecere de bandă (rezonant) de înaltă calitate pe un op-amp TOS este imposibilă în practică; filtrele trece-bandă de calitate scăzută bazate pe amplificatorul operațional TOS sunt construite pe filtre trece-înaltă și filtre trece-jos Sallen-Kee [132] . Filtrul trece-bandă Sallen-Key pe un singur amplificator operațional TOC este operațional, dar reglarea acestuia la frecvențele TOC tipice ale amplificatorului operațional necesită rezistențe de precizie extrem de scăzută [132] .

UMZCH conform schemei OU TOS

În 1990, Mark Alexander de la Analog Devices a publicat o descriere a primului amplificator de putere audio cu tranzistor discret bazat pe circuitul op-amp TOC [133] [134] . Adeptul de intrare din UMZCH al lui Alexander nu a fost un adept de emițător, ci un amplificator operațional „sonic” specializat cu feedback de tensiune SSM2131 într-o conexiune fără inversare [133] . Ieșirea amplificatorului operațional a servit ca intrare inversă pentru conectarea OOS globală, oglinzile curente au fost controlate de circuitele de alimentare ale amplificatorului operațional, iar adeptul de ieșire a fost construit conform schemei tradiționale de urmărire a emițătorului în trei trepte [ 133] . Potrivit autorului, lățimea de bandă a ULF-ului său a fost de 1 MHz, iar coeficientul de distorsiune neliniară nu a depășit 0,009% la 20 kHz [133] .

În următoarele decenii, circuitele de curent au găsit doar aplicații limitate [135] , de exemplu, amplificatoarele seriale ale mărcii Accuphase sunt construite conform schemei TOC op-amp [136] . Literatura de design UMZCH ocolește TOS OU. Cărțile de recenzii ale lui A. A. Danilov (2008), Bob Cordell (2011) și Douglas Self (2010) nu acoperă subiectul feedback-ului actual. Potrivit lui Cordell și Self, singura topologie a unui UMZCH de înaltă calitate este un „amplificator Lin” îmbunătățit (amplificator operațional în trei trepte pe tranzistoare discrete) cu feedback de tensiune [135] [137] , conform lui Danilov - UMZCH cu o paralelă canal de înaltă frecvență, tot cu feedback de tensiune [138] . Schema OU TOC apare și este discutată pe scurt, fără a menționa termenul în sine, abia în ediția a cincea a cărții Self [139] . Potrivit inginerului de sunet Samuel Groner, Self a apreciat greșit intervalul de frecvență și nivelul de distorsiune al circuitelor de bază și, prin urmare, a concluzionat că nu era potrivit pentru amplificarea audio de înaltă calitate [140] .

Comentarii

↑ Comunitatea științifică a aflat despre lansarea primului transportor de curent cu drepturi depline într-un design integrat - OU TOS cu o ieșire Z AD844 - cu o întârziere de câțiva ani. Circuitul a intrat pe piață în 1988, dar producătorul , care a promovat AD844 ca un amplificator operațional cu o rată de slew ultra-înalta, a ales să nu-și facă publicitate capabilităților de „pipeline”, cercetătorii le-au acordat atenție abia în 1991 [20]. ] [21] .
↑ Primele amplificatoare hibride ale lui Comlinear foloseau tranzistori de 1 GHz și aveau o lățime de bandă de 200 MHz [27] .
↑ De fapt - pe șinele de putere pozitive și negative. Marea majoritate a OU TOS nu au o ieșire „zero” („fir comun”).
↑ Un model detaliat al unui amplificator operațional TOC tipic de prima generație pentru frecvențe înalte include în plus șapte capacități și patru inductanțe [41] .
↑ Acest comportament al unui amplificator operațional clasic este o consecință a corecției complete a frecvenței, care asigură stabilitatea amplificatorului operațional în modul de câștig unitar cel mai predispus la autoexcitare. La câștiguri mari, stabilitatea circuitului ar putea fi asigurată de o capacitate de corecție mai mică cu o creștere corespunzătoare a lățimii de bandă - cu toate acestea, este imposibil să se schimbe valoarea capacității încorporate.
↑ Capacitatea de ieșire a curentului DAC este măsurată în zeci și sute de pF, iar valoarea optimă a capacității de șuntare R1 este de câțiva pF [77] .
↑ În afară de tehnologiile experimentale bazate pe heterostructuri Si-Ge. Primul proces comercial de acest fel a fost introdus de Texas Instruments în 2003 și a furnizat o frecvență de tăiere de 19 GHz [89] .
↑ Densitatea spectrală a curentului de zgomot a amplificatoarelor operaționale clasice variază de la 0,1 fA / √ Hz (pentru amplificatoarele operaționale electrometrice cu o etapă de intrare pe tranzistoare cu efect de câmp) la câțiva pA / √ Hz (pentru amplificatoarele operaționale bipolare de mare viteză) [99] .
↑ Calcul pentru R1 = 750 Ohm [101] .
↑ Densitatea spectrală a tensiunii de zgomot redusă la intrarea amplificatoarelor operaționale clasice este de la 1 la 20 nV / √ Hz [102] , și doar câteva serii de amplificatoare operaționale de precizie, cu zgomot redus ating limita inferioară. Cel mai bun dintre ele din gama Texas Instruments din 2015, LME4990, are o valoare de 0,88 nV/√Hz [ 103 ] .
↑ Puterea de zgomot a surselor necorelate este însumată, astfel încât tensiunile de zgomot se adună pătratic. Tensiunea totală de zgomot este egală cu rădăcina pătrată a sumei pătratelor tensiunilor de zgomot din toate sursele [102] . Valoarea efectivă a tensiunii de zgomot în banda de frecvență de la zero la F este egală cu produsul dintre densitatea spectrală totală și rădăcina pătrată a lui F [105] .
↑ Ca o primă aproximare, dacă curentul de repaus al tranzistoarelor de ieșire ale adeptei este neschimbat, tensiunea de eroare a adeptului (adică scăderea de tensiune între intrare și ieșire) este legată de valoarea instantanee a curentului de ieșire prin dependența _ $eu_{q}$ $V_{{io}}$ $eu_{o}$ $I_{o}=2I_{q}{\rm {{sh}\left({\frac {V_{io}}{v_{t}}}\right)))$ [57] [109]
Spectrul de distorsiune neliniară al unui astfel de repetor poate fi estimat prin extinderea sinusului hiperbolic într- o serie Taylor :
$I_{0}=2I_{q}\left({\frac {V_{io}}{v_{t}}}+{\frac {1}{6}}{\frac {V_{io}^{3 }}{v_{t}^{3}}}+{\frac {1}{120}}{\frac {V_{io}^{5}}{v_{t}^{5}}}+\ ldots\dreapta)$ [57].

Note

↑ Savenko, 2006 , p. optsprezece.
↑ Senani, 2013 , pp. 25, 30.
↑ 1 2 3 Jung, 2005 , p. 117.
↑ Mancini, 2001 , pp. 8.1, 9.3: „configurație care sacrifică precizia…”.
↑ 1 2 3 4 Mancini, 2001 , p. 8.1.
↑ Carter, 2012 , p. 113.
↑ Mancini, Karki, 2001 , p. 9.1.
↑ Prokopenko, 2006 , p. 85.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2009 , p. 3-18.
↑ Senani, 2013 , p. 27.
↑ Senani, 2013 , p. 2.
↑ Senani, 2013 , pp. 2, 3.
↑ 1 2 3 Franco, 2008 , p. 269.
↑ Senani, 2013 , p. 7.
↑ Senani, 2013 , p. opt.
↑ Jung, 2005 , p. 106.
↑ 12 Franco , 2008 , p. 270.
↑ Marston, RM Op–Amp Circuits Manual: Including OTA Circuits. - Newnes, 1989. - (Seria de manuale pentru circuite Newnes). — ISBN 9781483135588 .
↑ 1 2 3 4 Franco, 2008 , p. 266.
↑ 1 2 Senani, 2015 , p. 7.
↑ Svoboda, J. et al. Aplicații ale unui transportor curent disponibil comercial // International Journal of Electronics. - 1991. - Vol. 70, nr 1. - P. 159-164. - doi : 10.1080/00207219108921266 .
↑ 1 2 3 4 Mancini, 2001 , p. 8.2.
↑ Senani, 2013 , p. unsprezece.
↑ 1 2 Senani, 2013 , pp. 14, 26.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Taranovich, S. Analog: înapoi în viitor, partea 3 // Electronic Design News. - 2012. - Nr 02 decembrie 2012 .
↑ 1 2 Irvine, R. Caracteristicile și aplicațiile amplificatorului operațional. - Prentice-Hall, 1987. - P. xvi. — ISBN 9780136376613 .
↑ 1 2 3 4 Bowers, 1990 , p. 581.
↑ Jung, 2005 , p. 28.
↑ 1 2 Koli, Halonen, 2006 , p. 85.
↑ 12 Jung , 2005 , p. 24.
↑ 1 2 3 4 Koli, Halonen, 2006 , p. 87.
↑ 1 2 Mancini, Karki, 2001 , p. 9-8.
↑ 12 Sinha , 2008 , pp. 14, 22, 89.
↑ 1 2 3 4 Barnes, E. Amplificatoare de feedback curent I // Dialog analogic. - 1997. - Nr. Ediție aniversară / Întrebați inginerul de aplicații .
↑ 1. Clasificarea tipurilor de feedback. Influența feedback-ului asupra caracteristicilor amplificatoarelor . StudFiles. Preluat la 4 decembrie 2017. (nedefinit)
↑ Gershunsky, B. S. Fundamentele electronicii. - Kiev: școala Vishcha, 1977. - S. 244.
↑ Jung, 2005 , p. 25.
↑ Jung, 2005 , p. 26.
↑ Bowers, D. The So-Called Current Feedback Operational Amplifier // 1993 IEEE International Symposium on Circuits and Systems. - 1993. - P. 1054-1057. — ISSN 0780312813 .
↑ Lenk, J.D. Proiectarea simplificată a amplificatoarelor IC. - Newnes, 1996. - P. 125. - (Seria EDN pentru ingineri proiectanți). — ISBN 9780750695084 .
↑ 1 2 3 4 5 Kennedy, EJ Câteva aspecte practice ale modelării SPICE pentru generarea de frecvență analogică // Analog Circuit Design: Art, Science and Personalities / ed. J. Williams . - Elsevier, 2013. - P. 321-324. - (Seria EDN pentru ingineri de proiectare). — ISBN 9780080499079 .
↑ Bowers, 1990 , p. 569.
↑ 1 2 Savcenko, E.M. Limitarea parametrilor dinamici ai amplificatoarelor operaționale cu feedback de tensiune și amplificatoarelor cu „feedback de curent” în mod liniar și neliniar // Jurnal științific electronic „Investigated in Russia”. - 2006. - T. 9 . - S. 882-891 .
↑ 1 2 3 Prokopenko, 2006 , p. 119.
↑ LM7171 Viteză foarte mare, curent de ieșire mare, amplificator de feedback de tensiune . Texas Instruments (1999 (rev. 2014)). Preluat la 7 august 2015. Arhivat din original la 30 septembrie 2015. (nedefinit)
↑ 1 2 OPA684 Amplificator operațional de putere redusă, cu feedback de curent cu dezactivare . Texas Instruments (2009). Preluat la 7 august 2015. Arhivat din original la 5 februarie 2016. (nedefinit) , p.16
↑ Lehmann, K. Diamond Transistor OPA660 // Burr-Brown Application Notes. - 1993. - Nr AB-181 .
↑ Henn, C. Noi tehnici de circuite de mare viteză cu circuite integrate analogice // Note de aplicare Burr-Brown. - 1993. - Nr AB-183 .
↑ Prokopenko, 2006 , pp. 84, 91, 121.
↑ Thomson, M. Intuitive Analog Circuit Design. - Newnes, 2013. - P. 493. - ISBN 9780124059085 .
↑ Amplificator „paralel” în UMZCH. Ageev A. . Ghidul revistelor radiofonice (n.d.) . radioway.ru. Preluat la 2 decembrie 2017. Arhivat din original la 3 decembrie 2017.
↑ Hayatleh, 2007 , p. 1164.
↑ Franco, 2002 , p. 457.
↑ 1 2 Senani, 2013 , pp. 42-43.
↑ Mancini, 2001 , p. 8.14: „aproape niciodată folosit în configurația amplificatorului diferenţial”.
↑ Mancini, Karki, 2001 , p. 9.2.
↑ 1 2 3 4 Merz, N. și colab. O celulă transliniară bipolară modificată cu un interval liniar îmbunătățit și aplicațiile sale // Radioinginerie. - 2012. - Nr. iunie . - P. 736-745.
↑ Hayatleh, K. și colab. Caracteristicile de ieșire în buclă deschisă ale unui amplificator operațional cu feedback de curent // Int. J. Electron. comun. (AEU). - 2010. - Vol. 64. - P. 1196-1202.
↑ 1 2 Mancini, 2001 , p. 8.14.
↑ Mancini, 2001 , p. 8.9.
↑ Franco, 2002 , p. 458.
↑ Carter, 2012 , pp. 210, 211.
↑ Prokopenko, 2006 , p. 104.
↑ 1 2 Bowers, 1990 , p. 578.
↑ 1 2 3 Jung, 2005 , p. 108.
↑ Jung, 2005 , p. 107, formula 1.49.
↑ Senani, 2013 , p. 31.
↑ 1 2 3 Franco, 2002 , p. 460.
↑ Jung, 2005 , p. 27.
↑ Wai-Kai Chen, 2009 , p. 3-24.
↑ 12 Carter , 2012 , pp. 157, 158.
↑ Wai-Kai Chen, 2009 , p. 3-26.
↑ 1 2 3 4 Savenko, 2006 , p. 22.
↑ Jung, 2005 , p. 98.
↑ Franco, 2008 , pp. 271, 273.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 Gross, W. Current Feedback Amplifiers Do and Don's // Analog Circuit Design Volume Three: Design Note Collection. - Newnes, 2014. - P. 959-961. — ISBN 9780128004661 .
↑ 12 Franco , 2008 , pp. 274-275.
↑ Mancini, 2001 , p. 8.8.
↑ 1 2 THS3202 2-GHz, distorsiune scăzută, amplificatoare duale cu feedback de curent . Texas Instruments (2010). Preluat la 7 august 2015. Arhivat din original la 5 februarie 2016. (nedefinit) , p. 17
↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 Barnes, E. Amplificatoare de feedback de curent II // Dialog analogic. - 1997. - Nr. / Întrebați Inginerul de Aplicații .
↑ Mancini, 2001 , p. 8.5.
↑ Jung, 2005 , p. 114.
↑ Jung, 2005 , p. 115.
↑ Jung, 2005 , pp. 115-116.
↑ Hayatleh, 2007 , p. 1159.
↑ THS3201-EP - Amplificator cu feedback de curent cu distorsiune scăzută de 1,8 Ghz . Texas Instruments (2005). Preluat la 7 august 2015. Arhivat din original la 5 octombrie 2015. (nedefinit) , p. 5
↑ Sinha, 2008 , p. 24 (tabelul 24).
↑ Sinha, 2008 , p. 24 (pe exemplul proceselor tehnice National Semiconductor).
↑ 1 2 Monticelli, D. The future of complementary bipolar // Proceedings of the 2004 Meeting on Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology. - 2004. - P. 21, 25. - ISSN 0780386183 . - doi : 10.1109/BIPOL.2004.1365736 .
↑ 12 Sinha , 2008 , p. 24.
↑ 1 2 3 4 Savenko, 2006 , p. 23.
↑ Savenko, 2006 , p. 22, 23.
↑ Mancini, 2001 , p. 8-13.
↑ Mancini, 2001 , p. 8-12.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 Pearson, Jonathan. Compensarea amplificatoarelor cu feedback de curent în aplicații fotocurent // Dialog analogic. - 2013. - Vol. 43, nr. 3 . - P. 3-6.
↑ 1 2 3 Mancini, 2001 , p. 9-7.
↑ Mancini, 2001 , p. 8-14.
↑ 1 2 Mancini, 2001 , p. 10-12.
↑ Jung, 2005 , p. 80.
↑ Jung, 2005 , p. 73.
↑ 1 2 3 4 5 Savenko, 2006 , p. douăzeci.
↑ 12 Jung , 2005 , p. 72.
↑ LME49990 Amplificator operațional cu distorsiune ultra-scăzută, zgomot ultra-scăzut . Texas Instruments (2013). Data accesului: 7 august 2015. Arhivat din original pe 19 martie 2015. (nedefinit)
↑ Jung, 2005 , p. 80 (figura 1.75).
↑ Jung, 2005 , p. 76.
↑ 1 2 3 LME49871 Amplificator operațional audio cu feedback de curent de înaltă performanță, fidelitate ridicată . Texas Instruments (2008). Preluat la 7 august 2015. Arhivat din original la 5 februarie 2016. (nedefinit)
↑ 12 Hayatleh , 2007 , p. 1161.
↑ 1 2 3 Hayatleh, 2007 , pp. 1162, 1163.
↑ 1 2 Senani, 2013 , p. 43.
↑ Sinha, 2008 , p. 29.
↑ Hayatleh, 2007 , p. 1165.
↑ LME49713 Amplificator operațional audio cu feedback de curent de înaltă performanță, fidelitate ridicată . Texas Instruments (2007). Preluat la 7 august 2015. Arhivat din original la 14 mai 2015. (nedefinit)
↑ Hayatleh, 2007 , p. 1169.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2009 , p. 3-29.
↑ Carter, 2012 , p. 109.
↑ Sinha, 2008 , pp. 14, 21, 22.
↑ Sinha, 2008 , p. paisprezece.
↑ Sinha, 2008 , p. 16.
↑ 1 2 3 Rempfer, W. Îngrijirea și alimentarea ADC-urilor de înaltă performanță: obțineți toate biții pentru care ați plătit // Note de aplicare a tehnologiei liniare . - 1997. - Nr AN-71 (iulie). Publicat, de asemenea, ca un capitol în Analog Circuit Design: A Tutorial Guide to Applications and Solutions / Ed. Williams, J. și Dobkin, R. - Elsevier, 2012. - P. 406-414. — ISBN 9780123851864 .
↑ Mancini, 2001 , p. 13-10.
↑ Carter, 2012 , p. 188.
↑ Carter, 2001 , pp. 3-5.
↑ Carter, 2001 , pp. 3-6.
↑ LT1497 Dual 125mA, 50MHz Current Feedback Amplificator . Tehnologia liniară (1997). Data accesului: 29 iulie 2015. Arhivat din original la 19 februarie 2015. (nedefinit)
↑ 1 2 3 4 Carter, 2001 , p. 3.
↑ Poston, D. Current Feedback Op Amp Applications Circuit Guide // National Semiconductor Application Note. - 1988. - Nr OA-07 . - P. 1=9.
↑ 12 Carter , 2001 , p. 5.
↑ Senani, 2013 , Capitolul 3.
↑ 12 Carter , 2001 , pp. 3, 4.
↑ Karki, J. Analysis of the Sallen-Key Architecture // Texas Instruments Application Notes. - 1999. - Nr SLOA024B (iulie 1999) . - P. 3-13.
↑ Carter, 2001 , p. patru.
↑ 12 Carter , 2001 , p. 6.
↑ 1 2 3 4 Alexandru, Marcu. Amplificatorul audio Alexander Current-Feedback // Note de aplicație Analog Devices. - 1990. - Nr AN-211 . - P. 4,57-4,71.
↑ Brevetul SUA nr. 5.097.223, 17 martie 1992. Amplificator de putere audio cu feedback curent . Descrierea brevetului pe site-ul Oficiului pentru Brevete și Mărci din SUA .
↑ 1 2 Cordell, B. Proiectarea amplificatoarelor de putere audio . - McGraw-Hill, 2011. - P. 41 . — ISBN 9780071640244 .
↑ Amplificator de putere stereo Accuphase P-450 . Accuphase (2008). Preluat la 7 august 2015. Arhivat din original la 4 martie 2016. (nedefinit)
↑ Self, D. Audio Power Amplifier Design Handbook. — Ed. a 5-a — Taylor & Francis, 2010. — P. xli, xlvii. — ISBN 9781136123658 .
↑ Danilov, A. A. Amplificatoare de precizie de joasă frecvență. - Hot Line Telecom, 2008. - S. 41, 70. - ISBN 5935171341 .
↑ Self, D. Audio Power Amplifier Design Handbook. - CRC Press, 2012. - P. 5.13-5.15. — ISBN 9781136123665 .
↑ Groner, S. Comments on Audio Power Amplifier Design Handbook de Douglas Self . - 2011. - P. 5-8.

Surse

Publicații pentru dezvoltatori

Bowers, D. Aplicarea „feedback-ului curent” la amplificatoare de tensiune // Design IC analogic: abordarea în mod curent / ed. Toumazou și Lidgey. - 1990. - P. 569-596. - (serie de circuite și sisteme IEE). — ISBN 9780863412974 .
Carter, B. A Current Feedback Op-Amp Circuit Collection // Texas Instruments Application Report. - 2001. - Nr SLOA066 (august 2001). - P. 1-9.
Carter, B. Amperi operaționale pentru toată lumea. — ediția a IV-a. — Newnes, 2012. — 304 p. — ISBN 9780123944061 .
Franco, S. Amplificatoare cu feedback de curent // Circuite analogice / ed. Pease, R. - Newnes, 2008. - P. 269-288. — (Design de clasă mondială). — ISBN 9780080569819 .
Franco, S., Nairn, D. Amplificatoare operaționale // Manualul circuitelor și filtrelor, ediția a doua / ed. Wai Kai Chen. - CRC Press, 2002. - P. 427-465. — ISBN 9780849309120 .
Jung, W. Manual de aplicații Op Amp . - Analog Devices / Elsevier , 2005. - ISBN 0916550265 . — ISBN 0750678445 .
Mancini, R. Analiza amplificatorului operațional de feedback curent // Amperi operaționali pentru toată lumea / ed. R. Mancini. - Texas Instruments , 2001. Publicat, de asemenea, sub forma unui buletin informativ pentru dezvoltatori Arhivat 7 decembrie 2015 la Wayback Machine (2001) și ca capitol cu capitol în cartea Newnes cu același nume (2009 - ISBN 978-0-08 ) -094948-2 , 2012 - ISBN 978-0-12-394406-1 ). Numerele paginilor provin din versiunea electronică completă a Texas Instruments.
Mancini, R., Karki, J. Compararea amplificatoarelor operaționale cu feedback de tensiune și curent // Op Amps for Everyone / ed. R. Mancini. - Texas Instruments , 2001. Publicat și ca buletin pentru dezvoltatori (2001) și ca capitol în cartea Newnes cu același nume (2009 - ISBN 978-0-08-094948-2 , 2012 - ISBN 978-0-12- 394406-1 ). Numerele paginilor provin din versiunea electronică completă a Texas Instruments.
Stephens, R. Extinderea gradului de utilizare a amplificatoarelor cu feedback de curent // Texas Instruments Analog Applications Journal. - 2003. - Nr.T3 2003. - P. 23-29.

Articole și monografii științifice

Prokopenko, N. N. , Budyakov, A. S. Arhitectura și circuitele amplificatoarelor operaționale de mare viteză. - Editura YURGUES, 2006. - ISBN 5938342619 .
Savenko, N. Amplificatoare cu feedback curent // Electronică radio modernă. - 2006. - Nr 2. - S. 18-23.
Hayatleh, K. şi colab. Un nou amplificator operațional cu feedback de curent care exploatează tehnici de bootstrapping // International Journal of Electronics. - 2007. - Vol. 94, nr. 12. - P. 1157-1170. - doi : 10.1080/00207210701786630 .
Koli, K. și Halonen, K. Amplificatoare de curent CMOS: viteză versus neliniaritate. - Springer, 2006. - (Seria Internațională Springer în Inginerie și Informatică). — ISBN 9780306480034 .
Senani, R. şi colab. Amplificatoare operaționale cu feedback curent și aplicațiile lor. - Springer, 2013. - (Circuite analogice și procesare a semnalului). — ISBN 9781461451884 .
Senani, R. şi colab. Transportoare curente: variante, aplicații și implementări hardware. - Springer, 2015. - 560 p. — ISBN 9783319086842 .
Sinha, K. Efectele termice ale autoîncălzirii tranzistorilor asupra proiectării și evaluării amplificatorului analogic. - Universitatea din Texas din Arlington, 2008. - 272 p. - (Teză de doctorat). — ISBN 9780549947523 .
Wai Kai Chen. Circuite analogice și VLSI. — ediția a 3-a. - CRC Press, 2009. - 702 p. — (Manualul circuitelor și filtrelor). — ISBN 9781420058925 .

Link -uri

GOST 18421-93 Tehnologie computer analog și analog-digital. Termeni și definiții Arhivat 8 decembrie 2017 la Wayback Machine