Cascada diferențială

Versiunea actuală a paginii nu a fost încă examinată de colaboratori experimentați și poate diferi semnificativ de versiunea revizuită pe 25 iunie 2022; verificările necesită 2 modificări .

Etapă diferențială [1] , și amplificator diferențial [2] [3] , treaptă echilibrată , treaptă echilibrată paralel [1] , cascadă cuplată la catod sau cascadă cuplată la emițător [4] - cascadă de amplificare electronică , formată prin includerea simetrică a două circuite cu emițător comun , sursă comună sau catod comun . Emiţătorii ( sursele , catozii ) perechii diferenţiale de dispozitive active sunt conectate şi conectate la o sursă de curent stabilă comună . Semnalele de ieșire ale cascadei sunt direct curenții celor doi colectori ( drenuri , anozi ) sau tensiunile de pe sarcinile conectate la aceștia. O etapă diferențială ideală amplifică doar tensiunea aplicată între intrările sale (semnal diferențial) și nu răspunde la componenta comună a tensiunilor de intrare (semnal de mod comun) - astfel etapa suprimă amplificarea interferențelor electromagnetice externe care acționează simultan asupra ambelor intrări. .

Etapa diferenţială nu este singurul circuit de amplificator diferenţial posibil . Etapa de intrare a unui amplificator diferenţial poate fi, de exemplu, un emiţător urmăritor convenţional sau push-pull , controlat simultan prin intrare şi ieşire. Cu toate acestea, doar treapta diferențială asigură simetrie între intrările inversoare și neinversoare, cea mai mică tensiune de polarizare posibilă între intrări și este mult mai liniară decât treptele tranzistorului cu un singur capăt [5] [6] . Acesta este circuitul principal amplificator de tensiune DC , conectat direct la sursa de semnal, fără condensatori și transformatoare de cuplare [7] . Adăugarea unei trepte de amplificare externă și a unui schimbător de nivel îl transformă într-un amplificator operațional simplu , adăugarea unui emițător de urmărire îl transformă într-un adept de tensiune de precizie . Comparatoarele , multiplicatoarele de tensiune , modulatoarele și demodulatoarele , circuitele logice cuplate cu emițător de mare viteză [7] sunt construite pe baza etajului diferențial .

Context istoric

La începutul anilor 1930, proiectanții de dispozitive medicale electrofiziologice aveau nevoie de fără transformator, foarte sensibile [com. 1] amplificatoare diferențiale de tensiune continuă și frecvențe subsonice , capabile să suprima în mod eficient interferența în mod comun [10] . Singurul mijloc de transformare a unui semnal electric diferenţial sau echilibrat într-un semnal monofazat în acel moment era un transformator de izolare . Transformatoarele sunt fiabile, nu necesită energie externă, suprimă bine interferența în modul comun, dar sunt fundamental incapabile să transmită curent continuu de la intrare la ieșire și sunt practic nepotrivite pentru transmiterea frecvențelor infrasonice caracteristice semnalelor biologice - electrocardiograme și electroencefalograme [10] . Soluția problemei - o cascadă diferențială fără transformator - a fost dezvoltată simultan de mulți designeri în anii 1930 [10] .

În 1934, Brian Matthews a inventat un „amplificator biologic” bazat pe o pereche de triode cu vid; dispozitivul său era bun la amplificarea semnalelor diferențiale, dar slab la suprimarea zgomotului în modul comun [10] . În 1936, Alan Blumlein a brevetat o etapă diferențială cu un rezistor catod comun conceput pentru a amplifica un semnal video [10] ; Blumlein a fost cel care a dat cascadei diferențiale numele în engleză long-tailed pair (literalmente „o pereche de [triode] cu o coadă lungă” [rezistor catodic]). În 1937, independent de Blumlein, Franklin Offner a inventat un circuit similar și l-a completat cu un circuit de feedback care suprima câștigul semnalului în modul comun, iar Otto Schmitt a propus o cascadă diferențială pe pentode [10] și a publicat o descriere detaliată a Declanșatorul Schmitt - un element neliniar bazat pe o cascadă diferențială [ 11] . Circuitele lui Blumlein, Offner și Schmitt nu erau capabile să amplifice tensiunea DC; Primul amplificator diferențial DC complet cu o sursă bipolară și o rezistență ridicată a rezistenței catodice comune a fost propus în 1938 de Jan-Friedrich Tönnies [10] [12] . În același an, Otto Schmitt a descris caracteristicile utilizării unei trepte diferențiale ca invertor de fază ; în 1941, Schmitt a publicat o analiză detaliată a circuitului și a propus varianta acestuia cu două surse de curent (rezistoare catodice) [13] [comm. 2] . În timpul celui de-al Doilea Război Mondial, cascada diferențială a început să fie utilizată în circuitele logice și dispozitivele analogice de numărare în scopuri militare [14] ; la sfârșitul anilor 1940, teoria și metodele de calcul al cascadelor diferențiale pe tuburile vidate au fost complet formate [15] .

Principiul de funcționare. Caracteristici cheie

Două tranzistoare sau triode identice ale unei perechi diferențiale sunt alimentate de un curent comun [comm. 3] , dat de o sursă externă - o sursă de curent activă sau un rezistor cu o rezistență suficient de mare poate avea rolul său. $2I_{0)$

Dacă aceeași tensiune de comandă [comm. 4] , numită în fază , atunci curenții colectorului de ieșire ai ambelor brațe sunt egali [comm. 5] . Egalitatea este menținută la orice valoare a tensiunii de mod comun la care ambele tranzistoare funcționează în modul activ [16] . Într-o etapă ideală , panta conversiei tensiunii de mod comun la curenți ai celor două picioare (pentru trepte cu ieșiri de curent) și câștigul de tensiune în modul comun (pentru etapele de amplificare a tensiunii) sunt exact zero [16] . În cascade reale , rezistența internă a sursei comune de curent generează o ușoară amplificare (mai precis, trecerea sau scurgerea) a semnalului de mod comun, cu un câștig de -10 -4 la -1 [16] . $U_{b1}=U_{b2}=U_{cm}$ $I_{c1}=I_{c2}\aprox I_{0)$ $G_{cm}=dI_{c1}/dU_{cm}=dI_{c2}/dU_{cm}$ $K_{cm}=dU_{c1}/dU_{cm}=dU_{c2}/dU_{cm}$

Dacă tensiunile de la bazele tranzistoarelor nu sunt egale, adică o componentă diferențială este suprapusă tensiunii de mod comun , atunci curentul total este redistribuit între tranzistoare. Unul dintre ele, la baza căruia se aplică o tensiune de control mai mare (ținând cont de polaritatea tranzistoarelor), interceptează cea mai mare parte a curentului total [16] . La valori mici, cascada este o sursă de curent controlată foarte liniară - un convertor diferențial tensiune-curent cu o pantă de conversie , exact egală cu panta caracteristică a fiecărui tranzistor la punctul de operare selectat : $U_{cm)$ $u_{d}=U_{b1}-U_{b2)$ $u_{d)$ $G_{d)$ $S_{0}$

I_{c1}=I_{0}+u_{d}S_{0}/2

;

I_{c2}=I_{0}-u_{d}S_{0}/2

;

i_{d}=I_{c1}-I_{c2}=u_{d}S_{0)

;

G_{d}=i_{d}/u_{d}=S_{0)

Dacă panta conversiei tensiune-curent ar fi constantă, atunci la unul dintre tranzistori ar intercepta 100% din curentul total, iar celălalt s-ar închide. La limitele regiunii de amplificare liniare, numită deschidere de tăiere ( ), ar exista o tranziție bruscă la tăierea de amplitudine ( clipping ) a semnalului [18] . În dispozitivele de amplificare reale, panta nu rămâne neschimbată, astfel încât trecerea de la amplificare la tăierea semnalului - dacă nu există factori externi care să cauzeze supraîncărcare prematură - se produce fără probleme. Natura acestei tranziții depinde de tipul de dispozitive utilizate și de măsurile luate pentru liniarizarea caracteristicii de transfer. $U_{d}=\pm 2I_{0}/S_{0)$ $-2I_{0}/S_{0}<u_{d}<2I_{0}/S_{0}$

Pentru a transforma o sursă de curent controlată într-un amplificator de tensiune, este suficient să includeți o sarcină în circuitele colectoare (de scurgere, anod) ale unei perechi diferențiale - în cel mai simplu caz, rezistențele servesc ca aceasta . Modificările tensiunilor la colectoare sunt întotdeauna opuse (inverse) modificărilor curenților. Câștigul de tensiune diferențial al cascadei pe tranzistoarele bipolare cu sarcină rezistivă este de la -10 la -100 (20 ... 40 dB); sarcina activă pe oglinda curentă permite creșterea până la −1000 (40…60 dB) [16] . Raportul dintre câștigul diferențial și câștigul în modul comun se numește factor de atenuare a tensiunii în modul comun [16] . În cascadele ideale, aceasta este o valoare infinit de mare, iar în dispozitivele reale bazate pe tranzistoare bipolare variază de la 1000 la 100000 (60 ... 100 dB) [19] . $K_{{d}}$ $K_{{d}}$ $K_{OCC}=K_{d}/K_{cm}$ $K_{OCC}$

Tranzistoarele amplificatoarelor reale nu sunt identice, ceea ce creează inevitabil un dezechilibru între cele două brațe ale perechii diferențiale [20] . Dacă dezechilibrul este necompensat, atunci caracteristicile de transfer ale cascadei sunt deplasate la stânga sau la dreapta, iar câștigul semnalului diferențial este ușor redus [20] . Gradul de dezechilibru este caracterizat de tensiunea de polarizare care trebuie aplicată între cele două intrări pentru a egaliza curenții care curg prin partea stângă și dreaptă a cascadei. În circuitele integrate de precizie dezvoltate în secolul 21, este de aproximativ 200 μV pentru tranzistoarele bipolare [21] [comm. 6] și aproximativ 2 mV pentru tranzistoarele MIS [21] . $U_{os}$ $U_{os}$

Principala caracteristică a etajului diferențial, care o deosebește de alte trepte de amplificare de bază, este independența modului de funcționare al tranzistoarelor (punctul de funcționare) de tensiunea de mod comun. Punctul de funcționare este setat doar de sursa curentă și rămâne neschimbat într-o gamă largă [19] . Etapa diferențială nu necesită măsuri speciale pentru a se coordona cu etapele anterioare și ulterioare - este un amplificator DC de încredere care nu are nevoie de condensatori de izolare sau transformatoare [19] . În plus, treapta diferențială nu este foarte sensibilă la schimbările de temperatură a tranzistorilor: suprimă deviația de temperatură în același mod ca semnalele de mod comun [19] . Din același motiv, răspândirea tehnologică a parametrilor este suprimată în circuitele integrate (de regulă, afectează în mod egal tranzistoarele și rezistențele adiacente, fără a încălca simetria circuitului) [19] . $U_{cm)$

Caracteristica transferului

Cascada pe tranzistoare bipolare

În modul activ, curentul emițătorului unui tranzistor bipolar și tensiunea bază-emițător care îl controlează sunt conectate printr -o dependență exponențială [comm. 7] , iar panta caracteristicii tranzistorului este direct proporțională cu curentul emițătorului și invers proporțională cu temperatura absolută : $eu_{e}$ $U_{{fi}}$

S=I_{e}/\phi _{t)

, unde este potențialul de temperatură, care este direct proporțional cu temperatura absolută și este de aproximativ 26 mV la 300 K [27] [28] .

\phi _{t)

Când o tensiune diferențială mică este aplicată bazelor tranzistoarelor, curenții de ieșire sunt redistribuiți într-o proporție exponențială: $u_{d)$

{\begin{cases}I_{c1}/I_{c2}\aprox I_{e1}/I_{e2}=e^{{u_{d)}/{\phi _{t)}}\ \I_{c1}+I_{c2}\aprox I_{e1}+I_{e2}=2I_{0}\end{cases}}

[29] [30] .

Soluția sistemului de ecuații este descrisă de funcția tangentă hiperbolică [31] [30] . Dacă neglijăm ramificarea unei părți a curenților emițătorului în bazele tranzistoarelor [comm. 8] :

i_{d}=2I_{0}\cdot th(u_{d}/2\phi _{t})

;

I_{c1,c2}=I_{0}(1\pm th(u_{d}/2\phi _{t}))

[31] .

În regiunea tensiunilor de intrare în modul comun mici (mai mulți mV), dependența este aproape liniară: $i_{d}(u_{d})$

i_{d}=u_{d}S_{0}=u_{d}\I_{0}/\phi _{t)

;

K_{d}=-RS_{0}=-RI_{0}/\phi _{t}=-U_{L}/\phi _{t)

, , unde este căderea de tensiune continuă în repaus la fiecare dintre cele două rezistențe de sarcină. Limita teoretică (μ) proporțională cu tensiunea timpurie este de aproximativ 4000 [33] ;

U_{L}=RI_{0}

K_{{d}}

K_{d2,d1}=\pm RS_{0}/2=\pm RI_{0}/2\phi _{t}=\pm U_{L}/2\phi _{t)

[23] [34] [30] .

Pe măsură ce panta crește, abruptul scade treptat, iar coeficientul de distorsiune neliniară (SOI), al cărui spectru este format exclusiv din armonici impare, crește proporțional cu pătratul și ajunge la 1% la , sau aproximativ 18 mV (pentru comparație, într-o cascadă cu emițător comun SOI ajunge la 1% la tensiunea de intrare mai mică de 1 mV) [5] . Diafragma limită de intrare este , sau aproximativ ±50 mV; depinde numai de temperatură și nu depinde de proprietățile tranzistoarelor aplicate [18] [comm. 9] . În cadrul deschiderii , impedanța de intrare a etajului este , unde este câștigul curentului de bază [35] [36] . În afara diafragmei, caracteristica de transfer se aplatizează și câștigul scade brusc [23] . Curentul de intrare ia formă dreptunghiulară; amplitudinea acestuia se stabilizează, iar impedanța de intrare neliniară începe să crească proporțional [35] . La aproximativ (± 125 mV), apare suprasarcina: unul dintre cele două tranzistoare interceptează mai mult de 99% din curentul total, iar celălalt se închide [23] . $u_{d}$ $u_{d}/\phi _{t)$ $u_{d}\aproximativ \pm 0,7\phi _{t)$ $\pm 2\phi _{t)$ $R_{BX}=2\beta /S_{0)$ $\beta$ $u_{d}$ $u_{d}\aproximativ \pm 5\phi _{t)$

Într-o cascadă reală încărcată cu rezistențe, suprasarcina are loc la tensiuni de intrare mult mai mici, de ordinul [26] . Motivul pentru aceasta este tranziția prematură a tranzistoarelor la modurile de saturație și întrerupere din cauza căderii de tensiune pe sarcini [26] . În cascade cu sarcini active, poate fi atât de mare încât supraîncărcarea apare la doar câțiva mV și are caracterul unei tăieturi ascuțite, bruște [5] . $\pm \phi _{t}...\pm 2\phi _{t)$ $K_{d)$ $u_{d}$

Cascade pe tranzistoare MIS

În modul de saturație, curentul prin canalul tranzistorului MIS depinde slab de tensiunea dren-sursă și este proporțional nu cu exponent, ci cu pătratul tensiunii de control (diferența dintre tensiunea poartă-sursă și tensiunea de prag ). Dacă neglijăm efectul Early , atunci $I_{ds)$ $U_{gs}$ $U_{th}$

I_{ds}=s/2\cdot (U_{gs}-U_{th})^{2}

, unde este panta specifică care caracterizează un anumit tranzistor [38] .

s

La tensiuni de intrare scăzute, treapta diferențială funcționează într-un mod liniar; curentul său diferenţial de ieşire este descris de formula $|u_{d}|<2{\sqrt {I_{0}/s))$

i_{d}=I_{d1}-I_{d2}=u_{d}{\sqrt {2sI_{0}-(su_{d}/2)^{2)))

[25]

Când unul dintre tranzistori se închide și cascada trece în modul limitator de amplitudine [25] . $u_{d}=\pm 2{\sqrt {I_{0}/s}}=\pm {\sqrt {2}}(U_{gs0}-U_{th)$

Caracteristicile de transfer ale cascadei pe tranzistoarele MIS sunt similare cu caracteristicile cascadei pe tranzistoarele bipolare cu feedback local superficial : o secțiune lungă de conversie liniară tensiune-curent se termină cu tranziții line la modul de limitare [37] . Diferența fundamentală dintre o cascadă pe tranzistoare MIS și una bipolară este că caracteristica de transfer și deschiderea de intrare sunt determinate de caracteristicile dispozitivelor utilizate [25] . Cu cât panta specifică a tranzistoarelor este mai mică, cu atât este mai mică panta caracteristicii de transfer a cascadei, cu atât deschiderea acesteia pentru semnalul de intrare este mai mare și distorsiunea neliniară este mai mică la o anumită tensiune de intrare [37] .

Cascada pe triode

Triodele de vid, precum și tranzistoarele MIS de putere mică, se caracterizează printr-o abruptitate relativ scăzută (de ordinul unităților, rareori zeci de mA / V) a caracteristicii. Rezistența internă a unei triode, spre deosebire de tranzistoarele de orice tip, este relativ mică; introduce feedback local și linearizează caracteristica de transfer a cascadei [39] . În regiunea tensiunilor negative ale rețelei, curentul anodului, în prima aproximare, este calculat conform legii celor trei secunde , iar panta caracteristicii triodei este proporțională cu rădăcina pătrată a tensiunii efective de control:

S\propto {\sqrt {U_{ac}+\mu U_{gc}})

, unde , sunt tensiunile anod-catod și grilă-catod și este câștigul triodei [40] .

U_{ac)

U_{gc)

\mu

În secolul al XXI-lea, o aplicație tipică a etapei diferențiale pe triodele de vid sunt invertoarele de fază ale amplificatoarelor de chitară push-pull [41] . Tensiunile semnalului la intrarea cascadei sunt măsurate în unități de V, la ieșire - în zeci de V. Deschiderea la intrare și la ieșire și nivelul distorsiunii neliniare depind puternic de tipul de lămpi alese și parţial pe alegerea punctelor lor de operare. Coeficientul de distorsiune neliniară nu poate fi calculat - poate fi determinat doar empiric [41] . Sunt preferate tuburile cu amplificare mare, cu transconductanță ridicată ; tuburile cu transconductanță înaltă , dar scăzută ( 12AX7 și similare) sunt nedorite, întrucât nivelul de distorsiune introdus de acestea poate fi excesiv chiar și pentru un amplificator de chitară [41] . Câștigul diferenţial al semnalului este pentru fiecare dintre cele două ieșiri $\mu$ $S$ $\mu$

K_{d}\aprox \pm S(r_{a}||R)=\pm \mu {\frac {R}{R+r_{a)}}=\pm \mu \left(1 -{\frac {r_{a}}{R+r_{a}}}\right)

unde este rezistența sarcinii anodului, este rezistența internă a triodei la punctul de funcționare selectat [42] . Această valoare este exact jumătate din câștigul cascadei cu un catod comun pentru aceleași valori ale și . Trecerea inevitabilă a semnalului de mod comun crește amplitudinea tensiunii la ieșirea inversoare și reduce amplitudinea la ieșirea neinversoare a invertorului de fază. Câștigul minim posibil în modul comun este $R$ $r_{a}$ $R,S,r_{a)$ $\mu$

K_{cm}\aproximativ -{\frac {R}{2r_{c)}}

, unde este rezistența internă a sursei de curent comun [43] , și este coeficientul maxim de atenuare al semnalului de mod comun [44] [45] (aproximativ 60 dB [46] ).

r_{c}

K_{OCC}\aprox \mu {\frac {2r_{c}}{r_{a}+R}}\aprox Sr_{c}

În practică, valorile exacte ale coeficienților nu pot fi calculate, iar valorile teoretice nu sunt realizabile; aproximativ 40 dB [44] [46] pot fi atinse fără prea mult efort . $K_{cm)$ $K_{OCC}$ $K_{OCC}$

Răspuns în frecvență

Formulele și estimările de mai sus sunt valabile numai la frecvențe joase [48] . În practică, răspunsul în frecvență al câștigului diferențial este aproximat destul de precis de un filtru trece -jos de ordinul întâi cu o constantă de timp constând din două părți: $K_{d)$ $T$

T=T_{1}+T_{2}|K_{dr}|

, unde este modulul câștigului constant de tensiune, ținând cont de pierderile în rezistența internă a sursei de semnal [49] [49] . În prima parte ( ) sunt grupate componentele constantei de timp, care nu depind de câștigul selectat, în a doua ( ) - componentele proporționale cu aceasta [49] .

|K_{dr}|

R_{g)

T_{1}

T_{2}|K_{dr}|

În cea mai simplă cascadă simetrică încărcată cu rezistențe, constantele de timp sunt calculate folosind aceleași formule ca și constantele de timp ale cascadei cu un emițător comun,

T_{1}=(C_{e}+C_{c})(R_{g}||r_{fi})

[50] ,

T_{2}=(C_{c}+C_{l}/\beta )R_{g}+(C_{c}+C_{l})/S_{0)

[51] , unde sunt capacitatea de trecere a tranzistorului și capacitatea de sarcinăși sunt factorul de amplificare a curentului de bază și rezistența dinamică a bazei tranzistorului [51] ,

C_{c},C_{l)

\beta

r_{fi}

sau o cascadă cu o sursă comună [49] :

T_{1}=(C_{gs}+C_{gd})R_{g)

{\displaystyle T_{2}=C_{gd}R_{g}+(C_{gd}+C_{bd}+C_{l})/S_{0))

[50] , unde sunt capacitățile poarta-sursă, capacitățile poartă-dren, substratul de dren al modelului de primul nivel și capacitatea de sarcină [52] .

C_{gs}, C_{gd}, C_{bd}, C_{l)

În cazul obișnuit în practică , și [49] . În acest caz, frecvența de tăiere este invers proporțională cu , iar produsul dintre câștig și lățimea de bandă este constant și egal cu frecvența unității de câștig: indiferent de valorile rezistenței și curenții care determină câștigul la frecvențe joase [49] . O scădere sau creștere a rezistenței la sarcină deplasează frecvența de tăiere în jos sau în sus, dar poziția ramului înclinat a răspunsului în frecvență rămâne neschimbată [49] . $|K_{dr}|\gg T_{1}/T_{2}$ $T\approx T_{2}|K_{dr}|$ $|K_{dr}|$ $BW\aproximativ 1/(2\pi T_{2})$

Răspunsul în frecvență al câștigului de tensiune în modul comun este mai complex, deoarece feedback-ul dependent de frecvență are loc în modelul în cascadă [53] ; în funcție de eficacitatea sa relativă , poate crește cu frecvență și poate scădea [54] . Pentru o cascadă încărcată cu rezistențe, prima opțiune este tipică: crește la frecvențe inferioare și apoi, după ce a atins frecvența de tăiere , se stabilizează; la frecvenţe înalte, până la frecvenţa de amplificare unitară a semnalului diferenţial, acesta scade, iar valoarea lui este de două ori mai mare [55] . În cascade complexe cu o frecvență deosebit de mare la frecvențe joase nu se observă o creștere [55] . $K_{cm)$ $K_{cm)$ $K_{cm)$ $K_{d)$ $K_{cm)$ $K_{d)$ $K_{d)$ $K_{cm)$

Circuiterie

Comutarea intrărilor și ieșirilor

Etapa diferențială poate funcționa atât în modul de intrare simetric, cât și asimetric, când tensiunea de comandă este aplicată doar uneia dintre intrări, iar cealaltă intrare este legată la pământ [19] . O astfel de cascadă transformă un semnal de intrare dezechilibrat în două antifaze, aproximativ egale ca amplitudine [19] . Echilibrul amplitudinilor celor doua brate este cu atat mai bun, cu cat coeficientul de atenuare al semnalului de modul comun este mai mare; acesta din urmă în modul single-ended este jumătate din semnalul de intrare util (diferențial) [19] .

O sarcină dezechilibrată poate fi conectată la oricare dintre cele două brațe ale scenei, în timp ce câștigul este înjumătățit în comparație cu o ieșire echilibrată [29] . În circuitele cu o intrare cu un singur capăt și o ieșire cu un singur capăt, este de preferat o conexiune fără inversare, în care colectorul tranzistorului de intrare este împământat în curent alternativ și, prin urmare, nu există efectul Miller [29] . Din punct de vedere istoric, o astfel de treaptă a fost considerată atât ca o etapă diferenţială, cât şi ca o etapă cuplată cu emiţător - un amplificator cu două trepte, al cărui tranzistor de intrare funcționează în modul colector comun, iar tranzistorul de ieșire funcționează în modul de bază comun [4] . În circuitele reale, din motive de ușurință de asociere cu cascadele ulterioare, designerii aleg adesea o opțiune de inversare mai puțin perfectă. El este cel care este folosit în topologia Lin modificată , pe care majoritatea absolută a [comm. 11] amplificatoare de putere cu frecvență audio cu tranzistori [56] .

Linearizarea unei perechi diferențiale folosind feedback local

Pentru a reduce distorsiunea, a extinde deschiderea și a echilibra brațele, în perechea diferențială bipolară este introdus un feedback de curent negativ local (NFB) [57] [20] [58] . Cele două configurații ale sale - cu două rezistențe emițătoare ( "conexiune stea" ) sau cu un rezistor emițător și două surse de curent ( "conexiune delta" ) - sunt echivalente [57] cu singura excepție: într-o cascadă cu o ieșire echilibrată, Circuitul „delta” pierde schema „stea” din punct de vedere al zgomotului [59] . Eficiența protecției mediului este caracterizată de coeficientul său $Re}$ $2R_{e)$

K_{ooc}=1+S_{0}R_{e}=1+(I_{0}R_{e})/\phi _{t)

[60] [58] .

Panta maximă a caracteristicii de transfer (sau câștig) a cascadei scade cu un factor, în timp ce regiunea de amplificare liniară înaltă cu panta practic neschimbată se extinde; vârful de pe grafic se transformă într-un platou plat [57] [58] . În această regiune liniară, coeficientul de distorsiune neliniară la aceeași scade proporțional cu cubul coeficientului de feedback negativ, iar coeficientul de distorsiune neliniară la același curent diferențial de ieșire scade proporțional cu pătratul său [60]. ] . Câștigul tensiunii în modul comun se modifică ușor, deci se deteriorează cu un factor de [61] . Un alt dezavantaj al NFB local în stadiul diferenţial este nivelul crescut de zgomot datorat zgomotului termic al rezistenţelor emiţătorului conectate în serie cu sursa de tensiune de intrare [59] . În practică, valoarea admisibilă este limitată tocmai de cerințele pentru zgomotul cascadei [59] . În cele din urmă, cu cât este mai mare , cu atât declanșarea suprasarcinii este mai accentuată la părăsirea regiunii liniare, ceea ce este în general tipic pentru dispozitivele liniarizate folosind OOS [62] . $K_{ooc)$ $u_{d}$ $K_{OCC}$ $K_{ooc)$ $Re}$ $K_{ooc)$

Linearizarea cascadei pe tranzistoarele MIS folosind feedback local este posibilă și eficientă în ceea ce privește reducerea distorsiunilor neliniare [63] . Cu toate acestea, pentru a oferi aceeași deschidere a semnalului de intrare, treapta de rezistență sursă trebuie să folosească tranzistori mult mai mari, iar lățimea de bandă se va îngusta inevitabil datorită capacităților parazite de multe ori mai mari [63] .

Linearizare în cascadă cu perechi diferențiale asimetrice

O modalitate alternativă de liniarizare a cascadei, care nu înrăutățește raportul semnal-zgomot, este utilizată în circuitele integrate bipolare [61] . Cascada îmbunătățită constă din două perechi diferențiale conectate în paralel, în fiecare dintre acestea zonele joncțiunilor emițătoarelor tranzistoarelor diferă de 4 ori [64] . Cu acest raport de suprafață, a treia armonică a curentului de ieșire generat de cele două perechi se anulează reciproc [64] [comm. 13] . În comparație cu o treaptă diferențială convențională care atrage același curent de la sursa de alimentare , treapta avansată diferă $2I_{0)$

Câștig de tensiune diferențial de o ori și jumătate mai mic [64] ,
gamă de tensiuni de intrare de trei ori mai mare, la care coeficientul de distorsiune neliniară nu depășește 1% [64] ,
o tensiune absolută de zgomot de o ori și jumătate mai slabă , redusă la intrarea scenei - ceea ce, ținând cont de expansiunea de trei ori a diafragmei, înseamnă o îmbunătățire a raportului semnal-zgomot cu 6 dB [65] .

Creșterea câștigului semnalului diferențial. Încărcări active ale colectorului

Cel mai simplu convertor curent-tensiune de ieșire — un rezistor într-un circuit colector — nu este ideal. Rezistorii de sarcină scăzută oferă o gamă largă de tensiune de intrare în modul comun la câștig scăzut; impedanțele mari pot fi aduse până la aproximativ 40 dB cu prețul îngustării intervalului de tensiuni de mod comun [16] [67] [68] . Pentru o creștere radicală în timp ce se menține o gamă largă de tensiuni de mod comun, este necesar să se înlocuiască rezistențele cu o sarcină activă de înaltă rezistență [67] : $K_{d)$ $K_{d)$

într-o cascadă cu o ieșire simetrică (para-fază) - la două surse de curent identice [67] , $I_0$
într-o cascadă cu o ieșire dezechilibrată - la o oglindă de curent (schema B) [69] .

În ambele cazuri, cascada se transformă într-un generator de curent diferențial , care este trimis către un circuit extern de înaltă rezistență, în timp ce tensiunile de repaus pe colectoarele sau scurgerile perechii diferenţiale nu sunt definite [70] [68] . Pentru a evita „lipirea” cascadei într-una dintre cele două poziții extreme, punctul său de funcționare este setat forțat - printr-o buclă de feedback global, un circuit de control automat pentru curentul emițătorului unei perechi diferențiale [71] sau un curent de sarcină activ [ 71] 72] . $I_{d)$

Câștigul de semnal scăzut al cascadelor cu sarcini active este limitat de sus de efectul Early . Pentru o treaptă bipolară cu oglindă de curent simplă

{\displaystyle K_{d}=-S_{0}r_{a}=-S_{0}(r_{ce.pnp}||r_{ce.npn})=-{\frac {1}{\phi _{T))}{\frac {U_{a.pnp}\cdot U_{a.npn}}{U_{a.pnp}+U_{a.npn))))

, unde sunt rezistențele de ieșire ale tranzistorilor, sunt tensiunile lor timpurii [73] [74] [75] .

r_{ce)

U_{a}

Pentru tensiunile bipolare timpurii tipice de 50...100 V , aceasta este de aproximativ -1000 sau 60 dB [76] . În cascadele FET, se aplică aceeași regulă generală, dar proporțional mai puțin datorită valorilor mai mici ale transconductanței: $K_{d)$ $K_{d)$

K_{d}=-S_{0}r_{a}=-S_{0}(r_{ds.p}||r_{ds.n})=-{\frac {1}{U_{ gs}-U_{th))}{\frac {U_{ap}\cdot U_{an}}{U_{ap}+U_{an}}}

[76] [74] .

Înlocuirea unei oglinzi de curent simplu cu o oglindă cascode (circuitul C) suprimă efectul Early în tranzistoarele oglindă (dar nu în perechea diferenţială) şi permite aproximativ dublarea [77] . Pentru o creștere suplimentară , este necesar să se suprima efectul Earley al perechii diferențiale prin fixarea tensiunilor pe colectorii săi cu cascode (Diagrama D). În același timp, în cascadele bipolare crește cu aproximativ un factor [78] , până la aproximativ 90…100 dB [79] [80] ; în structurile cascode MIS se realizează valori de la 50 la 80 dB [79] . Dezavantajul tuturor circuitelor cascode este îngustarea intervalului de tensiune de intrare în modul comun, avantajul este posibilitatea de a utiliza tranzistoare de joasă tensiune de înaltă calitate în circuite cu o cădere semnificativă de tensiune între intrarea și ieșirea etajului diferenţial [81] ] . Cascode este o parte indispensabilă a cascadelor diferențiale de amplificatoare operaționale cu tranzistoare superbeta de intrare și amplificatoare de putere cu tranzistoare cu efect de câmp de intrare [81] . $K_{d)$ $K_{d)$ $K_{d)$ $\beta$ $K_{d)$

Utilizarea oglinzilor de curent simplu sau cascode crește doar la curent continuu și în regiunea de joasă frecvență; datorită capacităților suplimentare ale tranzistoarelor, frecvența de câștig unitară a treptelor complicate se dovedește a fi ceva mai mică decât în circuitul de rezistență cel mai simplu [82] . O creștere a regiunii de înaltă frecvență are loc numai într-un circuit cu o oglindă de curent și o pereche diferențială cascode (circuit D) [66] . $K_{d)$ $K_{d)$

Suprimarea câștigului în modul comun. Surse active de curent emițător

Un exemplu tipic de semnal în mod comun este interferența electromagnetică (pickup), care acționează în mod egal asupra ambelor intrări ale amplificatorului [83] . O măsură a imunității la zgomot a unui amplificator la interferența externă este coeficientul de atenuare în mod comun [83] , iar reducerea acestuia este scopul principal al proiectanților [84] . Valoarea este dificil de calculat cu precizie, deoarece depinde de alegerea punctului de operare, de gradul de asimetrie al perechii diferențiale, de temperatură și așa mai departe [85] . Dacă neglijăm fenomenele de ordinul doi, atunci pentru cea mai simplă cascadă diferențială încărcată cu rezistențe și alimentată de o sursă de curent emițător comun cu rezistență internă , $K_{OCC}$ $K_{OCC}$ $R_{0}$

K_{OCC}\aprox S_{0}R_{0)

[86] [87] [24] .

Într-o cascadă încărcată pe surse de curent, valoarea limită este de 2 ori mai mică [73] , într-o cascadă încărcată pe surse de curent cascode este de 20...200 de ori mai mică [88] . În toate cazurile, principala modalitate de creștere este creșterea [85] (o creștere a abruptului este întotdeauna asociată cu o creștere a consumului de energie și, prin urmare, este posibilă numai în limite înguste). Setarea curentului cu un rezistor este permisă în circuitele cu o tensiune constantă în mod comun, care determină punctul de funcționare al perechii diferențiale, iar în toate celelalte cazuri este necesară o sursă de curent activă [89] . Rezistența internă a unei simple surse de curent este proporțională cu tensiunea Earlley a tranzistorului aplicat: $K_{OCC}$ $K_{OCC}$ $R_{0}$ $2I_{0)$ $V_{a}$

R_{0}\aprox V_{a}/2I_{0)

[90] [com. 15] ,

prin urmare, în prima aproximare a unei cascade cu o sursă activă, curentul total al emițătorului depinde numai de tensiunea Earley și de temperatura absolută și nu depinde de alegerea punctului de funcționare [90] : $K_{OCC}$

K_{OCC}\aprox V_{a}/2\phi _{t)

[90] ,

adică pentru tensiuni tipice Early de 50...100 V [76] , limita superioară a cascadei încărcate cu rezistențe este de 60...66 dB [91] . Cel mai simplu mod de a crește este de a include rezistență suplimentară în circuitul emițător al sursei de curent. O măsură a eficacității unui astfel de OOS local este căderea de tensiune pe rezistența suplimentară: dacă este , sau 250 mV, cea calculată crește de 11 ori, sau de 21 dB și așa mai departe [92] . $K_{OCC}$ $K_{OCC}$ $10\phi _{t)$ $K_{OCC}$

Un caz special, diferit de configurațiile de mai sus, este o cascadă diferențială încărcată pe o oglindă de curent [78] . Într-o cascadă ideală de acest fel, datorită scăderii componentelor curentului de mod comun ale celor două brațe, semnalul de mod comun nu trece deloc la ieșire, iar cel teoretic este infinit de mare [78] ; în practică, valorile care depășesc 100 dB sunt realizabile [93] . $K_{OCC}$

Stabilizarea temperaturii câștigului

Pe măsură ce temperatura absolută crește, deschiderea de limitare a treptei tranzistorului se extinde, iar câștigul scade, ceea ce complică sarcina de proiectare a circuitelor de feedback stabile [94] . Pentru a neutraliza aceste fenomene, curentul total al treptei ar trebui corectat astfel încât să se stabilizeze câștigul [94] . În circuitele integrate bipolare, este suficientă utilizarea unei surse de curent proporțională cu temperatura absolută a perechii diferenţiale [94] [30] . $2I_{0)$

Stabilizarea termică a cascadelor pe tranzistoarele MIS este mai dificilă, deoarece natura dependenței abruptului lor de temperatură variază în funcție de modul selectat [94] . În modul de inversare slabă, câștigul este stabilizat în același mod ca în circuitele bipolare - printr-o sursă de curent proporțională cu temperatura absolută [94] . În modul de inversare puternică, singura modalitate fiabilă de stabilizare este monitorizarea câștigului celei de-a doua perechi diferențiale, exemplare [94] .

Extinderea intervalului de tensiune de intrare în modul comun

În circuitele analogice și analog-digitale ale secolului al XXI-lea, predomină dispozitivele alimentate de surse unipolare de tensiune pozitivă relativ mică (de exemplu, + 5V furnizate prin magistrala USB ) [95] [65] . În astfel de dispozitive, gama de tensiuni de mod comun gestionate de amplificatoarele diferențiale acoperă inevitabil șina de putere negativă, care acționează ca o masă de semnal [96] . Această cerință este îndeplinită cu ușurință în perechile diferențiale încărcate cu rezistențe relativ scăzute sau surse de curent simple [97] . În funcție de tipul de dispozitive utilizate, intervalul maxim admisibil de tensiuni de mod comun este

de la aproximativ -0,2...-0,3 V la 1...2 V sub tensiunea de alimentare - pentru perechi diferențiale de tranzistoare pnp sau FET-uri pn-jonction cu canale n [98] [99] [100] ;
de la aproximativ +1 ... +2 V până la un nivel care depășește tensiunea de alimentare cu 0,2 ... 0,3 V - pentru perechi diferențiale de tranzistoare npn sau tranzistoare cu efect de câmp cu canal p cu joncțiuni pn [98] [99] [100 ] .

Perechile bipolare de acest fel sunt împerecheate cu cascade ulterioare prin cascode polarizate sau pliate pe tranzistoare de tip opus de conductivitate [98] [97] .

Pentru ca intervalul de tensiune în modul comun al etajului bipolar să acopere ambele șine de putere ( modul șină-la-șină la intrare), sunt necesare două perechi diferențiale pe tranzistoare de tipuri opuse de conductivitate [101] [102] [65 ] [103] . Transferul controlului de la o pereche la alta este însoțit de o distorsiune crescută și modificări ale tensiunilor și curenților de polarizare, astfel încât, de obicei, proiectanții aleg un punct de comutare în apropierea șinei de alimentare pozitive, astfel încât majoritatea tensiunilor de intrare să fie procesate de perechea principală (pnp). [104] [105] . Din punct de vedere fizic, comutarea se realizează prin circuitul de control a două surse de curenți emițători; suma celor doi curenți se menține constantă pe întreaga gamă de tensiuni de intrare [106] . În circuitele CMOS, este posibil să se implementeze modul șină la șină pe o singură pereche diferențială folosind controlul wafer [ 107] . În funcție de nivelul tensiunii în modul comun, tranzistoarele cu canal p specializate ale unei astfel de cascade funcționează fie în modul de epuizare, fie în modul de îmbogățire [107] .

Tabel pivot

Tabelul [80] compară proprietățile diferitelor configurații ale etajelor diferențiale bazate pe tranzistoare bipolare, ordonate după creșterea complexității circuitului. Estimările relative ale acelorași configurații pe tranzistoarele cu efect de câmp sunt aceleași, cu excepția coeficientului de atenuare a semnalului în mod comun (în circuitele cu canale n, valoarea sa cea mai mare este atinsă atunci când o pereche diferenţială cascode este combinată cu o oglindă de curent cascode) [ 108] .

Varianta de circuit		Conexiune de sarcină externă	Câștig diferențial _ _	Rata de respingere în modul comun	Gama de tensiuni permise în mod comun	Câștig - produs cu lățime de bandă
Pereche diferențială	Sarcină		$K_{d)$	$K_{OCC}$		$GBW$
Simplu	rezistenţă		Scăzut (20...40 dB [16] [com. 16] )	Înalt	Lat [com. 17]
	Surse de curent simple		Ridicat (40...60 dB [16] )	Înalt	Lat
	Surse de alimentare Cascode		Înalt	Mic de statura		Înalt
	Oglindă curentă simplă	Doar unipolar	Înalt	Cel mai inalt	Lat
cascode	Surse de alimentare Cascode		Cel mai inalt	Înalt	Îngust	Înalt
cascode	Oglindă de curent Cascode	Doar unipolar	Cel mai inalt	Destul de inalt	Îngust	cel mai inalt

Aplicație. Scheme derivate

Amplificatoare de tensiune și putere

În 1943-1945, Loeb Julie , lucrând sub conducerea lui George Philbrick la sistemele de control al focului de artilerie , a proiectat primul amplificator operațional (op-amp) [comm. 19] cu o etapă de intrare bazată pe o pereche diferenţială de triode 6SL7 [114] . În anii 1950, Philbrick și adepții săi au îmbunătățit și comercializat amplificatorul operațional cu tub [115] , iar în 1963-1965, Bob Widlar a dezvoltat primele amplificatoare operaționale integrate, μA702 și μA709, care foloseau și o pereche diferențială de tranzistori npn. la intrarea [116] . În amplificatoarele operaționale universale clasice din a doua generație LM101 și μA741 (1967-1968), intrarea diferențială a fost construită după o schemă diferită, pe tranzistori pnp în modul de bază comun [117] , iar în amplificatoare operaționale de precizie ale aceluiași perioada (LM108, 1969 și analogi) perechi diferențiale de tranzistoare superbeta [118] . În circuitele generațiilor ulterioare de amplificatoare operaționale cu feedback de tensiune predomină etapa diferenţială [119] [120] (în amplificatoarele operaţionale cu feedback de curent, treapta de intrare este un emiţător follower push-pull [121] ).

Utilizarea etajelor diferențiale de intrare în amplificatoarele de putere cu frecvență audio cu tranzistori (UMZCH) a început destul de târziu, la mijlocul anilor 1960 [122] . Noutatea a intrat rapid în practica designerilor. În jurul anului 1972 s-a format o configurație în trei trepte care a devenit standard, combinând avantajele unei etape diferențiale și a amplificatorului Lin cunoscut încă din 1956 [123] [124] . În deceniile următoare, circuitul „a crescut” cu surse de curent active, cascode, oglinzi de curent, păstrând configurația originală: o pereche diferențială - o etapă de amplificare a tensiunii (VAC) în modul OE - un emițător puternic push-pull follower [124] . La sfârșitul secolului XX - începutul secolului XXI, a dominat absolut în circuitele amplificatoarelor operaționale universale fabricate folosind tehnologie bipolară complementară [120] și în circuitele UMZCH-urilor discrete și integrate [123] [125] [56] ; conform lui Douglas Self , până în 2002 a fost urmat de cel puțin 99% din tranzistorul eliberat UMZCH [56] . În amplificatoarele operaționale de joasă tensiune și de înaltă frecvență predomină cascadele diferențiale cu cascode pliate [98] [126] .

În anii 1980, designerii UMZCH, care au considerat simetria diagramei circuitului ca fiind cheia unei distorsiuni scăzute, au propus un design alternativ cu două DC-uri de intrare pe tranzistoare bipolare complementare [127] . DC pe tranzistoarele de tip npn controlau treapta de amplificare a tensiunii (VAC) pe un tranzistor pnp în modul OE, DC pe tranzistoarele de tip pnp controla o cascadă pe un tranzistor npn [124] [128] . Semnalele de ieșire ale celor două KUHN-uri controlau împreună o treaptă de ieșire comună [124] [128] . În teorie, această configurație reduce distorsiunea și zgomotul frontal [129] ; în practică, creează probleme practic de nerezolvat de corecție simultană a frecvenței și liniarizare simultană a două amplificatoare complementare, dar inevitabil diferite acoperite de o buclă de feedback comun [130] . În tehnologia de puls și măsurare, un design similar al unei cascade diferențiale push-pull (complementare) încărcate pe două cascode pliate și-a găsit aplicație [131] . Scopul complicării circuitului este egalizarea timpilor de recuperare după suprasarcină prin semnale negative și pozitive (într-un curent continuu convențional, aceste întârzieri sunt fundamental asimetrice) [131] .

Adepți de tensiune de precizie

Configurație de bază cu trei tranzistoare [comm. 20] a unui follower pe o treaptă diferenţială este format dintr-o conexiune în serie a unei trepte diferenţiale neinversoare şi a unui emiţător urmăritor acoperit de 100% OOS [135] . Un adept de acest fel poate fi considerat ca un analog aproape de ideal al unui tranzistor cu deplasare de tensiune zero între „bază” și „emițător” [136] [137] . În practică, circuitul cu trei tranzistoare are THD mediocru [135] și răspuns în frecvență [137] [138] . Distorsiunile neliniare pot fi reduse la valori extrem de mici prin înlocuirea sarcinii colectorului cu o oglindă de curent și a emițătorului cu o sursă de curent activă [135] . Este posibilă extinderea domeniului de frecvență și suprimarea autoexcitației prin înlocuirea tranzistorului emițător-follower cu un tranzistor Darlington [137] [138] . Primul microcircuit la scară largă de acest fel a fost LM102 [138] [137] dezvoltat la mijlocul anilor 1970 .

În anii 1980 [com. 21] Designerul Tektronix John Addis a propus o configurație pentru o etapă diferențială de măsurare de mare viteză (până la 1 GHz) , ale cărei „tranzistori” erau repetoare de precizie într-o configurație cu patru tranzistori, cu tranzistor de ieșire Darlington [137] [138] . Abruptul caracteristicii cascadei a fost determinată doar de valoarea rezistențelor emitatoare de nicrom [140] [137] , care garanta liniaritatea caracteristicii de transfer în cascadă, iar pentru echilibrarea celor două brațe, rezistențele au fost tăiate cu laser [140] . Ideea a fost întruchipată în Tektronix M377 IC [comm. 22] , care a revoluționat proiectarea tehnologiei de măsurare și a devenit începutul unei ramuri a microcircuitelor de precizie care a evoluat în anii 1990 și 2000 [141] . $Re}$

Multiplicatori, modulatori și demodulatoare

Deoarece panta caracteristicii de transfer a unui tranzistor bipolar este direct proporțională cu curentul colectorului, modificarea acestui curent, datorită unei mici modificări a tensiunii bază-emițător , este proporțională cu produsul cu valoarea curentului [144] . Pentru a implementa funcția de multiplicare a două semnale analogice, este suficient să folosiți o etapă diferențială cu o sursă de curent emițător controlată: unul dintre semnalele multiplicatoare ( ) este alimentat la intrarea perechii diferențiale, celălalt ( ) modulează curentul [ 144] . Pentru a suprima trecerea la ieșirea multiplicatorului, tensiunile de la colectorii perechii diferențiale sunt alimentate la cel de-al doilea amplificator diferențial - ca urmare, componentele de modul comun ale semnalului, proporționale cu , se anulează reciproc și componentele diferenţiale, proporţionale cu , sunt amplificate [145] . Intervalul admis se măsoară în unități de mV, deoarece datorită neliniarității perechii diferențiale , eroarea de multiplicare ajunge la 1% chiar și la ±9 mV [145] . poate lua atât valori pozitive, cât și negative; polaritatea (pozitivă sau negativă) este determinată de circuitul convertizor de curent utilizat [145] . Multiplicatorii analogici de acest fel sunt numiți multiplicatori în două cadrane [145] și sunt utilizați atât ca modulatoare sau comutatoare care controlează coeficientul de transfer al semnalului, cât și ca mixere echilibrate ale receptoarelor superheterodine [146] , cât și ca detectoare sincrone . $u_{d}$ $u_{d}$ $V_{x}$ $V_{y)$ $2I_{0)$ $V_{y)$ $V_{y)$ $V_{x}V_{y}$ $V_{x}$ $V_{x}$ $V_{y)$ $V_{y)$

Pentru a implementa o multiplicare în patru cadrane , în care poate fi atât pozitivă, cât și negativă, se folosește conexiunea în paralel a doi multiplicatori de bază, în care sursele de curent sunt controlate de semnale antifază și [147] . În circuitele cu impulsuri tubulare, un circuit similar cu „patru cadrane” pe triode, care implementează funcția unui semisumator , a fost folosit în anii 1940 de către proiectanții computerului Pilot ACE [148] ; omologul său tranzistor liniar a fost inventat în 1963. În practică, configurația propusă în 1970 cu convertoare logaritmice de semnale de control care elimină dependența de temperatură a câștigului [147] - celula Gilbert (în inginerie radio - un mixer dublu echilibrat, mixerul Gilbert [149] ) a primit cel mai mare distributie. Precizia înmulțirii care poate fi realizată în practică la frecvențe joase (până la câteva zeci de kHz) este, conform datelor din 2008, de aproximativ 0,1% (eroarea nu este mai rea de 10 mV la 10 V din scara completă de ieșire); multiplicatorii rapizi sunt caracterizați de cea mai slabă precizie la o lățime de bandă de sute de MHz [150] [151] . În ingineria radio, celulele cu patru cadrane sunt utilizate în mixerele tradiționale superheterodine [152] , iar celulele duale cu patru cadrane sunt utilizate în mixere cu patru cadrane sincrone ale modulatoarelor și demodulatoarelor digitale [153] . $V_{y)$ $V_{y)$ $-V_{y)$

Declanșatorul Schmitt

În 1938 , Otto Schmitt a publicat prima descriere a declanșatorului Schmitt [154] , un comutator neliniar bistabil cu două praguri bazat pe o pereche diferențială de triode [155] . În anii 1950, versiunea sa a apărut pe tranzistoarele bipolare (declanșatorul Schmitt cu cuplaj emițător [155] ). Datorită feedback-ului pozitiv printr- un divizor de tensiune, treapta diferențială a declanșatorului Schmitt dobândește histereza necesară , iar cu selecția corectă a rezistențelor, curenții care circulă alternativ prin ambele tranzistoare nu conduc la saturație - astfel, întârzierile de răspuns foarte mici sunt realizabile. [156] . Cu toate acestea, în practică, selecția este extrem de dificilă din cauza interdependenței celor două praguri și a derivei de temperatură a tranzistoarelor; pentru a o simplifica, proiectanții anilor 1970 au întocmit și au folosit tabele voluminoase de soluții optime [157] . Versiunea cu șase tranzistoare utilizată în logica CMOS , care este formată din două perechi diferențiale pe tranzistoare cu două tipuri diferite de conductivitate, nu are divizoare rezistive - tranzistoarele joacă rolul rezistențelor de sarcină în ea, iar setarea pragului este determinată de alegerea dimensiunilor lor geometrice [158] . Flexibilitatea în stabilirea pragurilor, acuratețea și stabilitatea acestora este asigurată doar de un declanșator Schmitt de precizie pe două comparatoare care controlează flip-flop-ul RS [159] .

Logica cuplată cu emițător

Utilizarea treptelor diferențiale pentru comutarea curentului în circuitele de comutare datează din munca lui Alan Blumlein din a doua jumătate a anilor 1930. În anii 1940, s-a dezvoltat în logica cuplată cu catod a computerelor britanice cu tuburi vid [160] . În 1956, designerul computerului IBM 7030 Stretch , Hannon York, a aplicat principiile deja cunoscute ale logicii cuplate cu catod la un circuit cu toate tranzistorii [161] . O familie de circuite logice bazată pe o combinație a unei perechi diferențiale și a unui emițător urmăritor, care funcționează la o tensiune de alimentare scăzută (de obicei bipolară), este numită logica cuplată emițătorului (ECL) [162] .

Pe lângă logica cuplată cu catod, ESL permite cascada „verticală” a perechilor diferențiale și a comutatoarelor de curent care le controlează [163] ; Ieșirile de poartă pot fi combinate direct pentru a implementa funcții cu fir și [164] sau cu fir SAU [165] [166] . Sarcinile mici ale catodului și oscilația mică a nivelului logic absolut împiedică saturarea tranzistorilor, astfel încât ESL a fost în mod tradițional, iar din 2003 a rămas, cea mai rapidă familie de logică [167] [162] . Prețul vitezei a fost și rămâne cel mai mare consum de energie [162] [166] . Logica alternativă CMOS de mare viteză a depășit ESL doar în ceea ce privește consumul de energie la cele mai mari viteze de ceas; la începutul secolului al XXI-lea, odată cu îmbunătățirea logicii CMOS, ESL a pierdut teren, păstrând nișe înguste în sistemele de comunicații digitale [162] .

Comentarii

↑ Semnalul util al senzorului ECG are o amplitudine de doar câțiva mV, în timp ce zgomotul indus de rețeaua electrică de putere atinge o amplitudine de 1V [9] .
↑ Această configurație a rezistențelor catodice, în sine, nu era nouă. Brevetul lui Blumlein din 1936 se referă la aceasta ca fiind binecunoscuta „ formație deltă ”, spre deosebire de „ conexiunea stelară ” obișnuită [8]
↑ În literatură sunt acceptate două notații alternative: (a) curentul total , curentul fiecărui tranzistor , și (b) curentul total , curentul fiecărui tranzistor . Prin urmare, aceleași formule care funcționează cu acești indicatori pot diferi în diferite surse. În mod similar, formulele care descriu parametrii de ieșire vor diferi în funcție de faptul că este o ieșire diferențială între doi colectori sau doar unul dintre cei doi colectori. $2I_{0)$ $eu_{{0}}$ $eu_{{0}}$ $I_{0}/2$
↑ În cadrul acestei secțiuni, indicii (bază) și (colector) sunt utilizați doar pentru că schema bipolară este cea care ilustrează textul. Conținutul secțiunii se aplică în mod egal tranzistorilor și lămpilor cu efect de câmp; caracteristicile individuale ale fiecărui tip de instrument sunt descrise în secțiunile următoare. $b$ $c$
↑ Semnul egalității aproximative, nu exacte, este o consecință a curenților de bază non-zero. Suma curenților emițătorului este exact egală cu , dar suma curenților colectorului diferă de această valoare prin suma curenților de bază [17] . $2I_{0)$
↑ Pentru comparație, în amplificatoarele operaționale bipolare de precizie dezvoltate la sfârșitul anilor 1970, tensiunea de polarizare a fost de aproximativ 1 mV, cu o variație de temperatură de 0,2 până la 2 μV/K [22] .
↑ În modul activ, se observă abateri semnificative de la modelul exponențial, de exemplu, la curenți deosebit de mari (mai precis, densități de curent) ai colectorului și emițătorului, când căderea de tensiune pe rezistența ohmică a cristalului nu mai poate fi neglijat. Etapele diferențiale nu sunt utilizate în acest mod.
↑ Într-un circuit cascode, vor exista două astfel de ramuri pentru fiecare tranzistor, în circuite cascode complexe - trei sau patru. Pierderea unei părți din curentul emițătorului nu este în sine o problemă; mult mai rău, că valoarea sa depinde foarte mult de temperatură. Acest lucru generează o deviere vizibilă a temperaturii în câștig, care este inacceptabilă în amplificatoarele de instrumente de precizie [32] .
↑ În continuare, doar tranzistoarele cu siliciu sunt considerate.
↑ Rezultatul simularii în Microsim pentru tranzistoare discrete BS170 cu un curent de alimentare în treaptă de 10 mA, o tensiune de alimentare pe etapă de +12V/-12V și rezistențe de sarcină de 1 kΩ. Scopul simulării a fost reprezentarea grafică a coeficientului de transfer (prima derivată a caracteristicii de transfer), care a fost descrisă calitativ în sursă. Primul grafic (caracteristica de transfer în sine) repetă calitativ graficul sursei [37]
↑ Nu impuls.
↑ Caracteristica de transfer a cascadei fără feedback este descrisă de funcția tangentă hiperbolică. Caracteristica de transfer a unei cascade cu NFB nu poate fi reprezentată analitic ; nu poate fi măsurat decât instrumental sau calculat prin metode numerice [57] .
↑ Din analiza caracteristicilor curent-tensiune rezultă că raportul optim al zonelor este . În practică, datorită influenței rezistențelor de tranziție ohmice, care nu sunt luate în considerare în cel mai simplu model, raportul optim este ceva mai mare; în producția de serie se folosește raportul [64] . $1:2+{\sqrt {3}}=1:3,73$ $1:4$
↑ Toate tehnicile prezentate sunt aplicabile și în cascade cu ieșiri echilibrate, dacă oglinda de curent este înlocuită cu două surse de curent identice.
↑ Mai precis, tensiunea timpurie este o măsură a rezistenței interne pentru un curent de colector dat.
↑ Tietze și Schenk operează cu valori numerice caracteristice amplificatoarelor de joasă tensiune cu o tensiune de alimentare de 5 V și o cădere de tensiune limită la sarcină de cel mult 2,5 V. În acest caz, limita este limitată de sus de un valoare de aproximativ 40 dB; la tensiuni de alimentare mai mari și căderi mai mari de tensiune pe sarcină, este posibilă o creștere mai mare de 40 dB. $K_{d}=-U_{L}/\phi _{t)$ $K_{{d}}$
↑ Pentru rezistențe de sarcină scăzute (și, prin urmare, câștig scăzut)
↑ În ULF-urile tipice de la sfârșitul secolului al XX-lea, etapa de intrare a fost construită pe tranzistori pnp pentru a putea folosi tranzistori npn de înaltă calitate în cea mai critică etapă a doua (etapa de amplificare a tensiunii, KUHN).
↑ Anterior, în 1941, designerul de sisteme de control al incendiului Karl Schwarzel a solicitat un „amplificator de însumare”, care este probabil primul amplificator operațional din istorie. Cu toate acestea, amplificatorul Schwarzel a folosit nu un diferenţial, ci o etapă de intrare cu un singur ciclu [113] .
↑ Chiar și în engleză, această configurație nu are un nume propriu stabilit. Sinele Douglas britanic o numește schema Schloetzauer . Circuitul Schlotzaur [135] . Americanul Jonah Addis a scris în 1993 că „în întuneric despre numele său „oficial”, designerii Tektronix s-au referit la el pur și simplu ca „buffer repetitor ” . unity gain buffer, UGB [32] .
↑ Potrivit lui Addis, proiectul M377 a început în 1982 [32] , iar o descriere completă a circuitelor sale a fost publicată în 1988 [139] .
↑ M377 conținea aproximativ 700 [139] tranzistori npn (și nu un singur pnp) pe un cip - un întreg canal de intrare pentru osciloscop de înaltă calitate, cu o lățime de bandă de 800 MHz: un amplificator diferențial, un control al câștigului în trepte, un control al câștigului uniform. , și două filtre comutabile care limitează transmisia lățimii de bandă [141] [142] . Datorită simetriei circuitului și caroseriei avansate a diodelor Schottky și a surselor de curent de balast, amplificatorul de intrare M377 practic nu a fost supus derivei termice și a avut un timp record de recuperare scăzut după eliminarea suprasarcinii. Placa Tektronix Discrete a folosit 32 de trimmere [143] numai pentru a neutraliza deriva termică ; placa de canal de pe M377 conținea doar un trimmer [141] .

Note

↑ 1 2 Stepanenko, 1977 , p. 439.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 368.
↑ Shkritek, 1991 , p. 68.
↑ 1 2 Stepanenko, 1977 , p. 399-401.
↑ 1 2 3 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 403.
↑ Sinele, 2002 , p. 74.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 432.
↑ 1 2 A. D. Blumlein. Brevetul SUA 2185367 (britanic 482.740). Circuit de amplificare a supapei termoionice . Oficiul de brevete al SUA (1940). Preluat la 8 august 2019. Arhivat din original la 28 iunie 2019. (nedefinit)
↑ Staric și Margan, 2007 , p. 3,71.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 Jung, 2005 , p. 773.
↑ Schmitt, O. A thermionic trigger // J. Sci. Instrument.. - 1938. - Vol. 15, nr 1. - P. 24-26.
↑ Jung, 2005 , p. 774.
↑ Jung, 2005 , p. 775.
↑ Jung, 2005 , p. 778.
↑ Jung, 2005 , p. 780.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 370.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 369.
↑ 1 2 Gavrilov, 2016 , p. 142.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 371.
↑ 1 2 3 Gavrilov, 2016 , p. 47.
↑ 12 Huijsing , 2011 , p. 63.
↑ Polonnikov, 1983 , p. 44.
↑ 1 2 3 4 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 374.
↑ 1 2 Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-26.
↑ 1 2 3 4 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 380.
↑ 1 2 3 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 376.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 61.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-24.
↑ 1 2 3 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 372.
↑ 1 2 3 4 Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-25.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 373.
↑ 1 2 3 Addis, 1993 , p. 118.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 565.
↑ Shkritek, 1991 , p. 68-69.
↑ 1 2 Gavrilov, 2016 , p. 143.
↑ Shilo, 1979 , p. 51.
↑ 1 2 3 4 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 381.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 379.
↑ Batushev, 1969 , p. 84.
↑ Batushev, 1969 , p. 82.
↑ 1 2 3 Blencowe, M. The AC Coupled Long-Tailed Pair (2010). Preluat la 8 august 2019. Arhivat din original la 10 august 2019. (nedefinit)
↑ Vogel, 2008 , pp. 216-217.
↑ Vogel, 2008 , pp. 220.
↑ 12 Vogel , 2008 , pp. 221.
↑ Jones, 2003 , p. 131.
↑ 12 Jones , 2003 , p. 132.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 423.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 415.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 417.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 418.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 150.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 242.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 421.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 422.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 422-423.
↑ 1 2 3 Self, 2002 , p. 32.
↑ 1 2 3 4 5 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 378.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-36.
↑ 1 2 3 Shkritek, 1991 , p. 70.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 404.
↑ 1 2 Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-37.
↑ Gavrilov, 2016 , p. 193-194, 197-198.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 382.
↑ 1 2 3 4 5 Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-38.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-39.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 420.
↑ 1 2 3 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 383.
↑ 1 2 Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-34.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 384.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 411.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 411-414.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , pp. 4-34 ... 4-35.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 395.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 400-401.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-34 ... 4-36.
↑ 1 2 3 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 396.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 397. În exemplul de mai sus, datorită valorilor de stres selectate, Early crește nu de două, ci de trei ori.. $K_{d)$
↑ 1 2 3 Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 401.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 400.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 430.
↑ 1 2 Self, 2002 , p. 84.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 419.
↑ 1 2 Stepanenko, 1977 , p. 444.
↑ Li R. RF Circuit Design. - Wiley, 2014. - P. 10-173. — ISBN 9781118309919 .
↑ 1 2 Stepanenko, 1977 , p. 445.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 394.
↑ Shkritek, 1991 , p. 69.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 397.
↑ Gavrilov, 2016 , p. 48.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-27.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-29 ... 4-30.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-30.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 430-431.
↑ 1 2 3 4 5 6 Huijsing, 2011 , p. 67.
↑ Jung, 2005 , p. 31.
↑ Jung, 2005 , p. 32.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 410-411.
↑ 1 2 3 4 Jung, 2005 , p. 40.
↑ 1 2 Baker, 2010 , p. 151.
↑ 1 2 Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-39 (sunt date alte estimări coincidente calitativ).
↑ Jung, 2005 , pp. 40-41.
↑ Baker, 2010 , p. 150.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 562-564.
↑ Jung, 2005 , pp. 41-42.
↑ Baker, 2010 , p. 149.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , p. 4-39 ... 4-40.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 561-562.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 431.
↑ Duncan, 1996 , pp. 103.
↑ Sinele, 2002 , pp. 59-60.
↑ Duncan, 1996 , pp. 105-106.
↑ Shkritek, 1991 , p. 70-71.
↑ Jung, 2005 , p. 777.
↑ Jung, 2005 , p. 779.
↑ Jung, 2005 , pp. 782-783.
↑ Jung, 2005 , p. 805.
↑ Jung, 2005 , pp. 806-808.
↑ Jung, 2005 , pp. 810-813.
↑ Jung, 2005 , p. 34.
↑ 12 Jung , 2005 , p. 102.
↑ Jung, 2005 , p. 106.
↑ Duncan, 1996 , p. 99.
↑ 1 2 Duncan, 1996 , p. 96.
↑ 1 2 3 4 Duncan, 1996 , p. 104.
↑ Danilov, 2004 , p. 56-57.
↑ Jung, 2005 , p. 103.
↑ Duncan, 1996 , p. 105.
↑ 1 2 Self, 2009 , pp. 130-131.
↑ Sine, 2009 , p. 131.
↑ Sine, 2009 , p. 133.
↑ 1 2 Shkritek, 1991 , p. 71.
↑ 1 2 Self, 2002 , pp. 79-80.
↑ Staric și Margan, 2007 , pp. 5.118-5.119.
↑ Staric și Margan, 2007 , pp. 5.119-5.120.
↑ 1 2 3 4 Self, 2002 , p. 79.
↑ Staric și Margan, 2007 , p. 5.118.
↑ 1 2 3 4 5 6 Addis , 1988 nr. 8, p. 27.
↑ 1 2 3 4 Staric și Margan, 2007 , p. 5.119.
↑ 1 2 Addis , 1988 Nr. 8, p. 23.
↑ 1 2 Addis , 1988 Nr. 9, p. 43.
↑ 1 2 3 Staric și Margan, 2007 , p. 5.117.
↑ Addis , 1988 Nr. 8, pp. 23, 27.
↑ Addis, 1993 , p. 117.
↑ 1 2 Titze și Schenk, vol. 2, 2008 , p. 55.
↑ 1 2 3 4 Titze și Schenk, vol. 2, 2008 , p. 56.
↑ Titze și Schenk, v.2, 2008 , p. 784-798.
↑ 1 2 Titze și Schenk, vol. 2, 2008 , p. 57.
↑ Copeland J. B . Jumătate și sumator // Creierul electronic al lui Alan Turing: Lupta pentru a construi ACE, cel mai rapid computer din lume. - Oxford University Press , 2012. - 576 p. — ISBN 9780191625862 .
↑ Titze și Schenk, v.2, 2008 , p. 799.
↑ Titze și Schenk, v.2, 2008 , p. 59.
↑ Bryant, 2006 , p. 3.
↑ Titze și Schenk, v.2, 2008 , p. 799-809.
↑ Titze și Schenk, v.2, 2008 , p. 809-811.
↑ Harkness J. A Lifetime of Connections. Otto Herbert Schmitt, 1913–1998 // Fizica în perspectivă. - 2002. - Nr. 4. - P. 456-490.
↑ 1 2 Tietze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 669.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 670.
↑ Taylor DS Tabel 8. Circuite de declanșare Schmitt // Tabele de proiectare a circuitelor tranzistoare. — Butterworth-Heinemann, 2013 (retipărire a originalului din 1971). - P. 86, 89-118. — ISBN 9781483144504 .
↑ Filanovsky, IM, Baltes H. CMOS Schmitt Trigger Design // IEEE Transactions on Circuits and Systems - Fundamental Theory and Applications. - 1999. - Vol. 41, nr 1. - P. 46-49.
↑ Titze și Schenk, vol. 1, 2008 , p. 680.
↑ Copeland J. B . Alan Blumlein și perechea cu coadă lungă // Creierul electronic al lui Alan Turing: Lupta pentru a construi ACE, cel mai rapid computer din lume. - Oxford University Press , 2012. - 576 p. — ISBN 9780191625862 .
↑ Pugh EW Building IBM: Shaping an Industry and its Technology. — MIT Press. - 1995. - P. 234. - ISBN 9780262161473 .
↑ 1 2 3 4 Muroga, 2003 , p. 13-1.
↑ Muroga, 2003 , p. 13-7.
↑ Muroga, 2003 , p. 13-6.
↑ Muroga, 2003 , p. 13-3.
↑ 1 2 Titze și Schenk, vol. 2, 2008 , p. 705.
↑ Titze și Schenk, v.2, 2008 , p. 702-705.

Literatură

Surse principale

Tietze U. , Shenk K. Circuite semiconductoare. Volumul I. - ediţia a XII-a. - M. : DMK-Press, 2008. - 832 p. — ISBN 5940741487 .
Tietze U. , Shenk K. Circuite semiconductoare. Volumul II. — ediția a XII-a. - M. : DMK-Press, 2008. - 942 p. — ISBN 5940741487 .
Wai Kai Chen. Circuite și dispozitive analogice . - CRC Press, 2003. - ISBN 9780203008812 .

Ediții de recenzii istorice

Aleksenko, A. G., Kolombet, E. A., Starodub, G. I. Aplicarea microcircuitelor analogice de precizie. - Ed. a II-a - Moscova: „Radio și comunicații”, 1985. - 256 p. — 50.000 de exemplare.
Batushev V. A. Dispozitive electronice. - M . : Şcoala superioară, 1969. - 608 p. — 90.000 de exemplare.
Stepanenko IP Fundamentele teoriei tranzistoarelor și a circuitelor tranzistoarelor. - Ediția a IV-a, revizuită și mărită. - M . : Energie , 1977. - 672 p.
Tsykin G.S. Amplificatoare electronice. — ediția a II-a. - M . : Svyazizdat, 1963. - 512 p. — 21.000 de exemplare.
Shilo VL Circuite integrate liniare în echipamente electronice radio. - M . : Radio sovietică, 1979. - 368 p.
Shkritek P. Manual de referință privind circuitele de sunet. - M .: Mir, 1991. - ISBN 5030016031 .

Întrebări speciale de aplicare

Baker B. Ce trebuie să știe un inginer digital despre circuitele analogice. - M. : Dodeka-XXI, 2010. - ISBN 9785941201709 .
Gavrilov S. A. Circuiterie. Master-class. - St.Petersburg. : Știință și Tehnologie, 2016. - 384 p. — ISBN 9785943878695 .
Danilov A. A. Amplificatoare de precizie de joasă frecvență. - M . : Hot line-Telecom, 2004. - 352 p. — ISBN 5935171341 .
Polonnikov D. E. Amplificatoare operaționale. Principii de construcție, teorie, circuite. - M. : Energoatomizdat, 1983. - 216 p.
Timonteev, V. N., Velichko, L. M., Tkachenko, V. A. Multiplicatori de semnal analogic în echipamente electronice radio. - Moscova: Radio și comunicare, 1982. - 114 p. — 12.000 de exemplare.
Addis J. Cip analog versatil pentru plug-in-uri pentru osciloscop // Electronics Engineering ; 1988. - Nr. 8. - P. 23-28; Nu. 9. - P. 37-43.
Addis J. Good Engineering and Fast Vertical Amplifiers // Analog Circuit Design: Art, Science, and Personalities / ed. Jim Williams . - Newnes, 1993. - P. 107-122. — 408 p. — ISBN 9781483105154 .
Bryant J. Calcul analogic în era digitală . - Dialog analogic. - 2006. - Nr. aprilie. - P. 1-12.
Cordell B. Proiectarea amplificatoarelor de putere audio. - McGraw-Hill, 2011. - ISBN 9780071640244 .
Duncan B. Amplificatoare de putere audio de înaltă performanță. - Newnes, 1996. - ISBN 9780750626293 .
Hood JL . Amplificatoare audio cu valve și tranzistori. — Newnes, 2006. —ISBN 0750633565.
Huijsing, Johan. Amplificatoare operaționale: teorie și proiectare ] . - Springer Science & Business Media, 2011. - 408 p. — ISBN 9400705964 . — ISBN 9789400705968 .
Jones M. Amplificatoare cu supapă . — ediția a 3-a. - Newnes, 2003. - 617 p. — ISBN 0750656948 . — ISBN 9780750656948 .
Jung W. . Manual de aplicații Op Amp. -Analog Devices/Elsevier, 2005. -ISBN 0916550265. —ISBN 0750678445.
Muroga S. Emitter-Couple Logic // Logic Design / ed. Wai Kai Chen. - CRC Press, 2003. - ISBN 9780203010150 .
Self D. . Manual de proiectare a amplificatorului de putere audio. — Ed. a 3-a. - Newnes, 2002. - 427 p. —ISBN 0750656360. —ISBN 9780080499611.
Self D. . Manual de proiectare a amplificatorului de putere audio. — Ed. a 5-a. — Taylor & Francis, 2009. —ISBN 9780240521626.
Staric P., Margan E. Amplificatoare cu bandă largă. - Springer, 2007. - 630 p. — ISBN 9780387283418 .
Vogel B. Cum să câștigi: O carte de referință despre triode în preamplificatoare audio. - Springer, 2008. - 312 p. — ISBN 9783540695059 .